, (8.20)
. (8.21)
Можно убедиться, что выбранной резонансной длине волны λ0 в формуле (8.5.2.4) соответствует множество диафрагм с отверстиями различных размеров, начиная с узкой щели длиной λ0/2 и кончая полным поперечным сечением волновода. Эти резонансные диафрагмы обладают разной внешней добротностью, т. е. добротностью эквивалентного колебательного LC-контура с учетом влияния согласованной с двух концов линии передачи, в которую включен этот контур.
8.6 Расчет рупорного облучателя
Для получения более острой диаграммы направленности и большего усиления сечение стандартного волновода можно плавно увеличивать, превращая волновод в рупор. Рупор обеспечивает согласование волновода с открытым пространством и коэффициент отражения волны обратно в волновод стремиться к нулю. Для волноводов с круглым сечением применяются конические рупоры (рисунок 8.11, г). Для волноводов с прямоугольным сечением, в зависимости от того в какой плоскости происходит расширение применяются секториальные (рисунок 8.11, а, б) и пирамидальные (рисунок 8.11, в).
Пирамидальные рупоры имеют расширение в обеих плоскостях. В дальнейшем, пойдет речь именно на пирамидальных, так как они позволяют сужать диаграмму направленности в обеих плоскостях и, по сравнению с секторальными, равной длинны, имеют большую площадь раскрыва следствии чего их коэффициент усиления больше. Конический рупор имеет свои особенности, достаточно незначительного изменения профиля конического рупора, чтобы в нём изменилась структура поля и поляризация волны по эффективности он близок к пирамидальному. Достоинством рупорных антенн является большая широкополосность, КПД близкий к 100 % очень слабые боковые лепестки и практическое отсутствие заднего лепестка в диаграмме направленности.
Рисунок. 8.11 – Рупорные облучатели:
а, б – секториальные; в – пирамидальный; г – конический
Чем уже диаграмма направленности и больше коэффициент усиления рупорной антенны, тем больше её апертура, то есть. раскрыв рупора. Для конического рупора это его диаметр D, а для пирамидального размер а и b. Но если увеличивать раскрыв рупора при неизменной его длине R, то вскоре возникнут большие фазовые искажения и коэффициент усиления начнёт падать, а диаграмма направленности раздваиваться. Поэтому, увеличивая раскрыв рупора мы должны увеличивать его длину, чтобы фазовые искажения оставались незначительными. Допустим, при определённом раскрыве рупора мы достигли определённого минимума фазовых искажений и продолжаем увеличивать его длину. В этом случае коэффициент усиления будет всё ещё расти за счёт дальнейшего уменьшения фазовых искажений, но уже намного медленней, нежели как при увеличении величины раскрыва и теоретически не может превысить 20% от нынешнего. На лицо противоречие, с одной стороны увлечение раскрыва ведёт к увеличению усиления и сужению диаграммы направленности, с другой к росту фазовых искажений сводящих всё на нет, но которые компенсируются увеличением длинны рупора. Следовательно, есть некоторое оптимальное соотношение этих параметров.
Оптимальным называется рупор, размеры раскрыва a и b которого подобраны таким образом, чтобы при заданной длине рупора R получить максимальный КНД. Максимальные значения DE и DH на графиках (рисунок 8.12, а, б) соответствуют оптимальным параметрам секторальных рупорных антенн. Анализ показывает, что в Е - секторальном рупоре максимум КНД достигается при:
(8.22)
где – оптимальная длина и ширина раскрыва рупора.
В H - секторальном
(8.23)
где bp – ширина раскрыва рупора.
На таблице вершины этих линий соответствуют оптимальным рупорам при их заданной длине R от шести длин волн до 100. Горизонтальная шкала проградуирована размерами раскрыва в длинах волн ap/ λ т.е. Раскрыв в 2 длинны волны в 2.5 в 3 и так далее. Вертикальная шкала показывает теоретическое усиление антенны в Дб, без учёта раскрыва рупора в плоскости E на величину bp, но чтобы учесть влияние от раскрыва рупора в плоскости Е и получить практическое реальное усиление, надо умножить значение на вертикальной оси на значение bp/ λ . Например по горизонтальной оси выбирается антенна с раскрывом в 5λ, это соответствует 40 Дб по вертикальной шкале. Если принять, что bp=9см, а длинна волны λ =12 см 3мм, то bp/ λ =0.73 тогда d=40х0.73=29.2 Дб усиление реальной антенны. Положение с расчетами Е-сектороиального рупора, аналогично.
а б
Рисунок 8.12 – Зависимость коэффициента направленного действия Е – секториального рупора (а) и Н – секториального рупора (б) от относительной ширины раскрыва при различной длине волны рупора
Пирамидальный рупор будет оптимальным, если оптимальны соответствующие ему Е- и Н-секторальные рупоры. Формулы (8.22) и (8.23) применимы к пирамидальному рупору с размерами раскрыва a в Н-плоскости и b в Е-плоскости. При определения оптимальной длины пирамидального рупора следует выбрать большую из величин и, найденных из формул (8.22) и (8.23).
9 общее описание устройства
Разработка конструкции устройства радиоволнового фазометрического контроля радиопрозрачных изделий представлена на чертеже общего вида.
Волновод, по которому распространяется электромагнитная волна, представляет собой металлическую трубу прямоугольного сечения (а=23 мм и b=10 мм). Толщина стенок волновода 2 мм. Длина волны в волноводе λв= 44 мм; критическая длина волны типа H10 λкрН10=46 мм; рабочее значение частоты f=9,38 ГГц. Для соединения волноводов и функциональных устройств СВЧ тракта используются типовые контактные фланцевые соединения.
Направленная передача электромагнитной волны осуществляется с помощью направленного ответвителя. Были произведены расчеты основных характеристик: переходное ослабление направленного ответвителя С=20 дБ; эффективная направленность Dэфф=38,1 дБ; собственная направленность Dсоб=80 дБ. Также был произведен расчет конструкции НО, в котором было определено: расстояние между центрами отверстий связи l=9,6 (мм); количество отверстий связи в общей стенке НО N≥-=6 шт; диаметры отверстий связи d1 = d6 = 3,30 мм, d2 = d5 = 4,40 мм, d3 = d4 = 6,30 мм. Конец вторичной линии волновода нагружен на встроенную согласованную нагрузку с КСВ=1,05.
При измерении модуля и фазы коэффициента прохождения применяется образцовый фазовращатель (φ0=360°, Δφ=0,2°).
Основным элементом схемы фазометра является балансный (или суммо-разностный) фазовый дискриминатор, состоящий из Двойного Т-образного моста, на два взаимно развязанных входа которого поступают опорный и измеряемый сигналы. К двум выходным плечам присоединяются волноводные смесительные камеры с низкочастотным выходом.
Исследуемый сигнал поступает к приемопередающей антенне, которая состоит из рупорного облучателя и эллипсоидного отражателя. Рупорный облучатель и эллипсоидный отражатель крепятся регулируемыми держателями на платформах. Платформы устанавливаются на оптической скамье.
Конструкции СВЧ модулирующей отражающей части устройства представляет собой прямоугольный волновод с поперечными размерами (а=23 мм и b=10 мм). Открытый конец волновода плотно примыкает к исследуемому диэлектрическому образцу. Фазовая модуляция отраженной электромагнитной волны осуществляется с помощью металлической диафрагмы и модулирующего диода (p-i-n диода), встроенных в волновод. Другой конец волновода нагружен на согласованную нагрузку с КСВ=1,05.
10 ОЦЕНКА ЭФФЕКТИВНОСТИ РВК ПО МЕТОДУ МОДУЛИРУЮЩЕГО ОТРАЖЕНИЯ
Метод модулированного отражения обеспечивает точность измерения параметров диэлектрических материалов, сравнимую с точностью измерения «на просвет», но при этом для его реализации требуется простое оборудование.
Благодаря небольшим размерам отражателя метод модулированного отражения может быть использован для локального технологического контроля диэлектрических изделий.
При измерениях методом модулированного отражения простой суммирующий дискриминатор непригоден, так как условие баланса зависит от соотношения амплитуд опорного и измеряемого сигналов; применение балансного дискриминатора позволяет полностью устранить эту ошибку.
Дополнительным преимуществом балансного фазового дискриминатора, по сравнению с простым суммирующим, является удвоенная чувствительность.
В процессе контроля необходимо сохранять неизменным фазовый угол коэффициента отражения отражателя (φг), при этом нет необходимости знать величину и фазу коэффициента отражения.
Независимо от схемы фазового дискриминатора измерения сопровождаются ошибкой, максимальная величина которой равна ±|S11Г0| радиана. Эта ошибка может рассматриваться как ошибка метода. Для её уменьшения следует прежде всего уменьшать среднее значение коэффициента отражения отражателя, что легче обеспечить при амплитудной, а не фазовой модуляции коэффициента отражения.
11 КОНСТРУКТОРСКО-ТЕХНОЛОГИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ
Настоящие технические условия распространяются на стенд микроволнового контроля радиопрозрачных диэлектрических образцов.
11.1 Технические требования
11.1.1 Общие требования
Стенд должен соответствовать требованиям настоящих технических условий и комплекта конструкторской документации.
Принцип действия стенда микроволнового контроля радиопрозрачных диэлектрических образцов должен заключатся в контроле параметров диэлектрических образцов, выполненных в виде пластин методом свободного пространства.
11.1.2 Основные параметры и характеристики
Стенд должен работать в сетях переменного тока напряжением 220В.
Стенд должен обеспечивать измерения параметров:
· электрическая толщина образца на локальных участках;
· отклонение электрической толщины от номинала;
· диэлектрическая проницаемость материала (при заданной толщине образца).
· Стенд должен обеспечивать:
· чувствительность по электрической толщине = 0,2º;
· погрешность определения электрической толщины ≤ ±0,1º.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
