В GPRS определены четыре схемы кодов в соответствии с качеством радио связи, т.е. в зависимости от уровня интерференции одноименных каналов (C/I - Carrier to Interferer ratio).
А именно, чем выше C/I, тем ниже уровень интерференции одноименных каналов. Для оконечных пользователей это значит повышение скорости передачи данных.
Идея разнесенного приема (английский термин diversity reception, или просто diversity - разнесение) как меры борьбы с быстрыми замираниями заключается в совместном использовании нескольких сигналов, различающихся (разнесенных) по какому-либо параметру или координате, причем разнесение должно выбираться таким образом, чтобы вероятность одновременных замираний всех используемых сигналов была много меньше, чем какого-либо одного из них. Иными словами, эффективность разнесенного приема тем выше, чем менее коррелированы замирания в составляющих сигналах. Кроме того, важны техническая реализуемость и простота используемого метода. В принципе возможны как минимум пять вариантов разнесенного приема:
- с разнесением во времени ; при этом используются сигналы, сдвинутые во времени один относительно другого; этот метод сравнительно легко реализуем лишь в цифровой форме, и улучшение качества приема разменивается на пропускную способность канала связи;
- с разнесением по частоте; при этом используются сигналы, передаваемые на нескольких частотах, т.е. платой является расширение используемой полосы частот;
- с разнесением по углу, или по направлению; при этом прием производится на несколько антенн с рассогласованными (не полностью перекрывающимися) диаграммами направленности; в этом случае сигналы с выходов разных антенн коррелированы тем слабее, чем меньше перекрытие диаграмм направленности, но при этом одновременно падает и эффективность приема (интенсивность принимаемого сигнала), по крайней мере для всех антенн, кроме одной;
- с разнесением по поляризации, когда, например, две антенны принимают сигналы двух взаимно ортогональных поляризаций; практического значения этот вариант не имеет, поскольку в диапазоне СВЧ замирания на разных поляризациях сильно коррелированы;
- с разносом в пространстве, т.е. с приемом сигналов на несколько пространственно разнесенных антенн; это единственный метод, находящий практическое применение, и именно он обычно имеется в виду, когда говорят о разнесенном приеме.
Для метода пространственного разнесения, или, с учетом сказанного выше, для разнесенного приема, необходимы как минимум две приемные антенны, установленные с некоторым смещением одна относительно другой. Из общих соображений, очевидно, что выигрыш от разнесенного приема тем больше, чем больше число используемых антенн, однако при этом возрастает и сложность технического решения. Поэтому практическое применение находит простейшая система с двумя приемными антеннами, и в основном в базовых станциях. В подвижных станциях сколько-нибудь широкого распространения разнесенный прием не получил. Существенными характеристиками системы разнесенного приема являются расстояние между антеннами и способ совместного использования сигналов с выходов двух антенн. С ростом расстояния между антеннами корреляция между флуктуациями уровня принимаемых ими сигналов падает, и в этом смысле, чем больше разнос антенн, тем выше эффективность разнесенного приема. Но при этом возрастает и сложность технической реализации, так что практически разнос берется минимально возможным, при котором разнесенный прием уже достаточно эффективен. Реально с учетом, как аналитических оценок, так и эмпирических данных разнос обычно составляет около десятка длин волн, т.е. порядка нескольких метров. Что касается способов объединения сигналов с выходов двух антенн, то в принципе возможно как использование одного (более сильного) из двух сигналов, так и суммирование обоих сигналов - додетекторное (когерентное) или последетекторное, - с равными весами или со взвешиванием, обеспечивающим получение максимума отношения сигнал/шум. В случае двух приемных антенн различие в эффективности этих способов относительно невелико, и на практике обычно применяется наиболее простой из них - выбор максимального из двух сигналов с коммутацией выхода соответствующего приемника на вход тракта последующей обработки.
Использование скачков по частоте (frequency hopping) является одним из методов расширения спектра, принципиально отличающимся от метода расширения спектра за счет модуляции прямой последовательностью (direct sequence), которая применяется в классическом методе CDMA.
Идея метода скачков по частоте состоит в том, что несущая частота для каждого физического канала периодически изменяется, т.е. каждый физический канал периодически переводится на новый частотный канал. Поскольку релеевские замирания являются частотноселективными, то, если при работе на некоторой частоте имело место замирание, при изменении рабочей частоты на 100...300 кГц замирания с большой вероятностью не будет. Следовательно, при достаточно частых изменениях частоты существенно снижается вероятность длительных замираний, и соответственно в сочетании с перемежением снижается вероятность групповых ошибок, а с одиночными ошибками можно успешно бороться при помощи помехоустойчивого канального кодирования. Различают медленные и быстрые скачки по частоте. При медленных скачках период изменения частоты много больше длительности символа передаваемого сообщения, а при быстрых скачках - много меньше длительности символа. В практике сотовой связи применение скачков по частоте предусмотрено стандартом GSM - используются медленные скачки с переключением частоты в каждом очередном кадре. Если учесть, что в кадре каждому физическому каналу соответствует один слот, то для любого из физических каналов такая частота скачков эквивалентна смене частотных каналов с частотой слотов. Отметим, что изменение частоты в пределах доступного диапазона может быть как регулярным (циклическим), так и нерегулярным (псевдослучайным), причем в последнем случае может быть выбран любой из имеющихся в наборе вариантов псевдослучайности. Режим работы со скачками по частоте не является обязательным и назначается по команде с центра коммутации.
Рассмотрим эквалайзинг - метод, используемый в узкополосных TDMA-системах сотовой связи для компенсации межсимвольных искажений. Термин эквалайзинг заимствован из английского языка (equalizing - буквально выравнивание) и имеет в данном случае смысл компенсации той разности хода между составляющими лучами при многолучевом распространении, которая приводит к межсимвольной интерференции. Эквалайзер по своей сути - это адаптивный фильтр, настраиваемый таким образом, чтобы сигнал на его выходе был в возможно большей степени очищен от межсимвольных искажений, содержащихся во входном сигнале.
Простейшая реализация эквалайзера (рис. 1) - трансверсальный фильтр, подобный тому, который может использоваться в кодере речи, но с принципиально иным алгоритмом настройки. Покажем на простом примере, что такая схема может, по крайней мере в некоторых ситуациях, существенно ослабить межсимвольные искажения.
Предположим, что входной сигнал эквалайзера состоит из основного сигнала - некоторой последовательности однобитовых символов (единиц и нулей, первый график на рис. 3,а) и его копии, ослабленной в три раза и сдвинутой во времени на длительность т одного символа (второй график на рис. 3,а). Если дискрет линии задержки фильтра равен t , а значение коэффициента в первом отводе с1 = -1/3, то при сложении входного сигнала и сигнала с первого отвода получим следующее (рис. 3,б): основной сигнал (первая составляющая входного сигнала) остается без изменений; вторая составляющая входного сигнала компенсируется первой составляющей, задержанной на т (сигнала с первого отвода линии задержки); вторая составляющая задержанного сигнала дает копию основного, но ослабленную уже в девять раз, задержанную на 2t и с обратным знаком. Если во втором отводе линии задержки коэффициент с2 = 1/9, то при сложении трех сигналов - входного и двух задержанных - получим неизменный основной сигнал и его копию, задержанную на Зt и ослабленную в 27 раз. Таким образом, в рассматриваемом примере добавление каждого следующего элемента линии задержки с соответствующим значением коэффициента с1 приводит к ослаблению искажающего сигнала втрое и к дополнительной задержке его во времени на t. В реальной жизни, разумеется, дело обстоит сложнее, чем в описанном примере: и число лучей может быть больше двух, и задержки едва ли будут кратны дискрету линии задержки, и амплитуды составляющих сигналов, так же как и их число и задержки, не будут заранее известны. Кроме того, при перемещении абонентского аппарата вся эта картина непрерывно изменяется. Поэтому настройка фильтра производится адаптивно, в соответствии с конкретно складывающейся ситуацией, в отдельности для каждогосегмента речи, передаваемого в одном слоте эфирного интерфейса, с использованием обучающей последовательности, передаваемой в каждом слоте. Простейший алгоритм настройки фильтра, минимизирующий среднеквадратическую ошибку на его выходе - стохастический градиентный алгоритм, в соответствии с которым вектор С коэффициентов фильтра обновляется в результате последовательного применения рекуррентной процедуры:
С к+1 = Ck + uek X к , k = 0,1
Рис.3. К пояснению работы схемы эквалайзера
Здесь k - номер шага итерационного процесса настройки, X -вектор выборок входного сигнала фильтра, е - сигнал ошибки (разность между переданным символом и его оценкой на выходе фильтра), |i - коэффициент пропорциональности (величина шага), определяющий скорость сходимости итерационного процесса и запас устойчивости. Приведенный алгоритм обладает медленной сходимостью. Практически более удобен так называемый рекурсивный алгоритм минимума среднеквадратической ошибки, и в частности его эффективные в вычислительном отношении модификации, обеспечивающие более быструю сходимость. Помимо фильтра трансверсальной структуры, в эквалайзере может использоваться и фильтр решетчатой структуры.
Приведенная на рис.2 схема эквалайзера на основе трансверсального фильтра является линейной, так же как и соответствующая ей схема с решетчатым фильтром. Линейный эквалайзер относительно прост по устройству, но имеет недостатки, проявляющиеся при больших искажениях сигналов. Более совершенными являются нелинейные эквалайзеры - схема с обратной связью по решению, схема максимально правдоподобного обнаружения символов (максимума апостериорной вероятности) и схема максимально правдоподобной оценки последовательности; в первой из этих схем могут использоваться трансверсальные или решетчатые фильтры, во второй и третьей - трансверсальные. Общая длина линии задержки фильтра должна соответствовать той разности хода лучей, для которой желательно компенсировать искажения, а дискрет линии задержки должен быть менее длительности символа. Более подробное рассмотрение эквалайзеров выходит за рамки возможностей данной книги, и мы вынуждены ограничиться изложенным, сославшись в отношении более подробных деталей на работы Проакиса и добавив еще следующее замечание. Блок эквалайзера входит в состав приемного тракта, и его устройство никак не влияет на состав и форму представления информации, передаваемой по эфирному интерфейсу. Поэтому схема и характеристики эквалайзера не только не регламентируются никакими стандартами, но и вообще блок эквалайзера может не включаться в состав приемного тракта аппаратуры сотовой связи. Иными словами, как включение эквалайзера в состав аппаратуры, так и выбор его схемы являются исключительно делом компании-изготовителя.
Глава 2. Имитационное моделирование
Проведено имитационное моделирование четырех методов получения результирующего сигнала при пространственном разнесении сигнала, и сравнены между собой. Метод комбинированной обработки цифровых сигналов при разнесенном приеме описан в статье [1]. Другие три метода додетокторное и последетекторное сложение сигналов приведены и оптимальный автовыбор в.
На рисунке 1 представлена имитационная модель оптимального линейного сложения сигналов и оптимального автовыбора.
Блоком Bernoulli Random Binary Generator мы задаем генерацию случайных двоичный чисел. Блоком BPSK Modulator задаем модуляцию. Блок AWGN представляет собой математическую модель канала с аддитивным белым Гаусовским шумом. Блок BPSK Demodulator демодулирует переданную информацию. В блоке Slider Gain обеспечивает изменение коэффициента усиления в процессе расчета. В блоке ADD выполняется вычисление суммы текущих значений сигналов. В блоке Relational Operator блок сравнивает текущие значения входных сигналов. В блоке Error Rate Calculation вычисляется вероятность появления ошибки битов или символьную ошибку входных данных. В блоке Constant задается константа. Блоки Constant и Relational Operator образуют пороговое устройство на основании которого принимается решение о переданном символе.
Рис.4 Имитационная модель оптимального линейного сложения сигналов и оптимального автовыбора.
На рисунке 5 представлена имитационная модель линейного сложения сигналов.
Рис. 5 Имитационная модель линейного сложения сигналов.
На рисунке 6 представлена имитационная модель комбинированной обработки цифровых сигналов при пространственном разнесении.
Рис. 6 Имитационная модель комбинированной обработки цифровых сигналов при пространственном разнесении
2.1 Результаты моделирования
Было проведено 4 группы испытаний. Для первой группы были заданы параметры: отношение SNR в первой ветви разнесения было постоянным и ровнялось 1db, а во второй ветви разнесения изменялось в интервале от 1 до 10 db с шагом 1db. На основании полученных данных был построен график для всех методов получения результирующего сигнала рис 7.
Рис 7. График вероятность ошибки в зависимости от SNR
Для второй группы были заданы параметры: отношение SNR в первой ветви разнесения было постоянным и ровнялось 3db, а во второй ветви разнесения изменялось в интервале от 1 до 10 db с шагом 1db. На основании полученных данных был построен график для всех методов получения результирующего сигнала рис 8.
Рис 8. График вероятность ошибки в зависимости от SNR
Для третей группы были заданы параметры: отношение SNR в первой ветви разнесения было постоянным и ровнялось 6db, а во второй ветви разнесения изменялось в интервале от 1 до 10 db с шагом 1db. На основании полученных данных был построен график для всех методов получения результирующего сигнала рис 9.
Рис 9. График вероятность ошибки в зависимости от SNR
Для четвертой группы были заданы параметры: отношение SNR в первой ветви разнесения было постоянным и ровнялось 9db, а во второй ветви разнесения изменялось в интервале от 1 до 10 db с шагом 1db. На основании полученных данных был построен график для всех методов получения результирующего сигнала рис 10.
Рис 10. График вероятность ошибки в зависимости от SNR
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Проанализировав полученные данные можно сделать выводы: наименьший выигрыш дает последетекторное линейное сложение без весовых коэффициентов. В данном методе при малых значения SNR в обоих ветвях разнесения, от 1db до 6db, вероятность ошибки Р ош составляет не менее , при значениях SNR больших 7db можно добиться Р ош. Стоит заметить если в одной из ветвей разнесения будет малое SNR, до 6 db, а в другой больше чем 6db Р ош не сможет достичь значения меньше чем .
Из графиков видно, что чуть ниже располагается кривая додетекторного линейного сложения без весовых коэффициентов. Данный метод лишь на 1db дает преимущество над последетекторным линейным сложением без весовых коэффициентов, так как при сложении ветвей с большими шумовыми составляющим вносят маленький вклад в полезную составляющую, тем самым не дает значительного уменьшения ошибки при малых SNR. Единственным плюсом этих двух является простота реализации, не требующая анализа ветвей разнесения.
Рассмотрим оптимальное линейное сложение: данный метод подразумевает, в зависимости от шумовой составляющей, каждой из ветви разнесения присваивается весовой коэффициент с которым в дальнейшем он складывается. В проделанных экспериментах, даже при малых SNR, каждой ветви присваивался коэффициент. Анализируя полученные данные можно сделать вывод: что бы получить наибольший выигрыш стоит, при малых SNR (до 6db) в ветвях разнесения, одной ветви где наибольшее SNR поставить коэффициент равный 1 а другой ветви поставить коэффициент равный 0, тем самым мы недопустим сложения ветви с большим шумовым составляющим. Выполнив эти действия мы можем добиться Р ош равной , а при SNR больших 6db Р ош достигает . Данный метод сложнее реализовать так как нужно непрерывно вести анализ всех ветвей разнесения, при случае когда задержка одного сигнала относительно другого станет больше элементарной посылке, необходимо будет применять ФАПЧ.
Список литературы
1. Скляр, Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение: пер. с англ. – М.: Изд. дом “Вильямс”, 2003. – 1104 с.
2. ISSN 1995-4565. Вестник РГРТУ. № 1 (выпуск 27). Рязань, 2009 УДК 681.3.07 О.Р. Никитин, П.А. Полушин, М.В. Гиршевич, В.А. Пятов МЕТОД КОМБИНИРОВАННОЙ ОБРАБОТКИ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ ПРИ РАЗНЕСЕННОМ ПРИЕМЕ.
Страницы: 1, 2, 3, 4
