Теперь выберем предоконечные транзисторы VT1 и VT2 и сделаем расчёт их режимов работы.
Амплитуда переменной составляющей тока коллектора предоконечного транзистора:
Ток покоя лучше задавать только в предоконечных транзисторах, обеспечивая падение напряжения на резисторах R3 и R4 порядка 0.4 В. Для того, чтобы получить достаточно низкий уровень переходных искажений, выбираем наименьшую допустимую величину тока покоя:
Тогда сопротивление резисторов R3 и R4 будут равны
Зададим значения резисторов R3=R4=330 Oм.
Уточним амплитуду коллекторного тока предоконечных транзисторов
Максимальная мощность рассеяния на предоконечных транзисторах:
Выберем предоконечные транзисторы p-n-p ТМ2А и n-p-n ТМ3А.
Параметры данных транзисторов приведены в приложении.
Статический коэффициент усиления по току:
Рассчитаем токи базовой цепи
По входным характеристикам для транзистора VT1 (рис.5) определяем величину U’бэm=0,11В, а для транзисторов VT1 и VT2 соответственно величины U’бэ01 = 0,11 В и U’бэ02 = 0,11 В. Найдём напряжение смещения между базами транзисторов VT1 и VT2:
Uсм = U’бэ01 + U’бэ02 + UR1+UR2 = 0,11+0,11+ 0,4+0,4 = 1,02 В.
Напряжение смещения обеспечивается термостабилизирующими элементами, например диодами. Для того чтобы при максимальном входном сигнале диоды не запирались, выбираем ток смещения:
Выберем диод Д2И. По статическим характеристикам диода найдём соответствующее току Iсм напряжение на диоде. Uд = 0,5 В
Необходимое число диодов 2 штуки.
Расчет номиналов резисторов R1 и R2:
Зададим значения резисторов R1=R2=5.1 кОм
Расчет нелинейных искажений.
Для определения нелинейных искажений оконечного каскада необходимо построить сквозную динамическую характеристику, устанавливающую зависимость тока Iк в нагрузке Rн от входного напряжения каскада Uвх, т. е. Iк = f(Uвх). С учётом присущей эмиттерному повторителю обратной связи входное напряжение
Uвх=U’бэ+Uбэ+Iк*Rн.
По входной характеристике предоконечных находим U’бэ .
Для построения сквозной характеристики одного плеча достаточно трёх точек.
1-ая точка:
Iк = Iкm = 0.707 А
Uвхmax = U’бэm + Uбэm + Uнm =0,25+0,33+5,66 = 6,24 В
2-ая точка:
0,5*Iкm = 0,5*0,707 =0,354 м А
Iб = Iк/h21э = 0,354/95 = 3,73 мА
рассчитаем токи предоконечного транзистора:
I’к = Iб + Uбэ /R3 = 3,73+ 260/357 = 4,46 мА,
I’б = I’к /h’21э = 4,46/31 = 144 мкА.
U’бэ = 0,17 В,
определяем значение Uвх
Uвх = U’бэm + Uбэm + Iк*Rн = 0,18 + 0,26+ 2,83 = 3,27 В.
3-я точка:
Iк=Iок=0, Iб=0, Uбэ=0,13
I’к = Iб + Uбэ /R3 = 0 + 0,13/357 = 0,364 мА,
I’б = I’к /h’21э = 0,364/31 = 0,012 мА,
U’бэ = 0,07 В,
Uвхmin = U’бэm + Uбэm + Iк*Rн = 0,07+0,13= 0,2 В
По трем точкам строим сквозную характеристику для одного плеча .
Значения токов Iкm, Iк1, Iок с учётом асимметрии плеч являются исходными для определения сквозной динамической характеристики. Если параметры оконечных транзисторов отличаются не более чем на 15…20%, то при определении сквозной динамической характеристики коэффициент асимметрии b = 0,15…0,2. Возьмем b = 0,15
Применим метод пяти ординат.
Imax = Iкm*(1+b) = 0,707*(1+0.15) = 0,813 А,
I0 = Iок*(1+b) - Iок*(1+b) = 2*b*Iок = 0 А,
I1 = Iк1*(1+b) = 0,354*(1+0.15) = 0,407 А,
I2 = -Iк1*(1-b) = -0,354*(1-0.15) = -0,3 А,
Imin = -Iкm*(1-b) = -0,707*(1-0.15) = -0,6 А.
Метод пяти ординат основан на разложении искажённой кривой тока в ряд Фурье при его ограничении членом, соответствующий 4-й гармонике. При этом сопротивление цепи, в которой протекает рассматриваемый ток, предполагается чисто активным, в результате чего начальные фазы гармоник оказываются равными 0 или . Средние значения тока и амплитуды токов гармоник получаются из следующих выражений:
Iср = (Imax+Imin+2*(I1+I2))/6 = (0,813-0,6+2*(0,407-0,3))/6 = 0,0712 А,
I1m = (Imax-Imin+I1-I2)/3 = (0,813+0,6+0,407+0,3)/3 = 0,707 А,
I2m = (Imax+Imin-2*I0)/4 = (0,813-0,6)/4 = 0,0533 А,
I3m = (Imax-Imin-2*(I1-I2))/6 = (0,813+0,6-2*(0,407+0,3))/6 = -0,167 мА,
I4m = (Imax+Imin-4*(I1+I2)+6*I0)/12 = (0,813-0,6-4*(0,407-0,3)+6*0)/12 = -0,0179 А.
Проверим правильность расчёта разложения
Iср+I1m+I2m+I3m+I4m=Imax
0,0712 + 0,707+ 0,0533 – 0,167*10^-3 - 0,0179 = 0,813 А = Imax.
Значит разложение верно.
Коэффициент гармонических нелинейных искажений каскада определяется по следующей формуле
где d2, d3, d4 -нормированные величины гармоник.
d2 = I2m/I1m = 0,0533/0,707 = 0,0754,
d3 = I3m/I1m = 0/0,707=0,
d4 = I4m/I1m = -0,0179/0,707 = -0,0253,
Как видно, . Необходимо принять меры по снижению коэффициента гармоник. Для этого применим ООС, охватывающую оконечный промежуточный усилители. Для обеспечения заданного коэффициента гармоник определим необходимую глубину обратной связи:
Коэффициент передачи петли ОС:
где Ко- исходный коэффициент передачи по напряжению каскадов, охваченных ОС. Поскольку для оконечного каскада , то величина K определяется промежуточными каскадами.
2.2 Расчет регулятора тембра
В ряде усилительных устройств необходимо регулировать АЧХ в определенных областях частот. Осуществляемая с помощью регуляторов тембра, она позволяет существенно приблизить тембр звучания к естественному. Для регулировки АЧХ используют пассивные частотно- зависимые цепи либо цепь с частотно- зависимой ООС. В этапе разработки структурной схемы, мы условились, что регулировку тембра сделаем пассивной. По техническому заданию требуется рассчитать регулятор тембра с двусторонней регулировкой в области ВЧ. Схема пассивного регулятора тембра ВЧ изображена на рис. 3
Рис. 3.
При расчете регулятора тембра необходимо учитывать влияние смежных цепей. Выбирать сопротивление регулятора следует в таких пределах, чтобы, с одной стороны регулятор тембра не нагружал предшествующую ему цепь, а с другой—последующая цепь несущественно нагружала регулятор, или, другими словами, необходимо реализовать достаточно большие значения коэффициентов включения нагрузки:
,
где и -минимальное входное и максимальное выходное сопротивления регулятора; -сопротивление источника сигнала (в нашем случае это входной источник сигнала усилителя), -входное сопротивление последующего каскада (каскада предварительного усиления).
Зададим обычные для практики коэффициенты нагрузок:
Выберем частоту начала спада (подъема АЧХ в области ВЧ): ,
тогда:
.
Определим коэффициент коррекции по зависимостям для ВЧ регуляторов тембра. По техническому заданию , находим: .
Сопротивление регулятора определяется приближенным соотношением:
по техническому заданию сопротивление источника сигнала для усилителя равно , тогда:
Постоянная времени регулятора:
обычно, x’ принимают равным 0.5 для регуляторов ВЧ:
Определим емкость регулятора:
Выясним какое затухание вносит регулятор тембра в полосе равномерного усиления:
Рассчитаем необходимое сопротивление следующего каскада по приближенной формуле:
Элементы схемы рассчитываемого регулятора определяются следующим образом:
Выберем номиналы элементов следующими:
Рассчитаем коэффициент передачи тембрблока на СЧ:
2.3 Расчет предоконечного каскада
Важным элементом схемы является предварительный усилитель. Основной задачей предварительного каскада является увеличение уровня входного сигнала усилителя Uвх до величины, необходимой для возбуждения оконечного каскада и равной U1m. Кроме того, каскад предварительного усиления должен компенсировать ослабление сигнала в регуляторе тембра, коэффициент передачи которого Крт<<1. Помимо того, мы договорились на предварительном усилителе реализовать регулировку усиления всего усилителя. Предусилитель определяет отношение сигнал- шум всей схемы, поскольку он работает с малыми сигналами. Поэтому при выборе ОУ следует обратить особое внимание на его показатели. Принципиальная схема предварительного усилителя реализованного на ОУ К157УД4А приведена на рис. 4.
Рис. 4.
В конечном счете в результате предварительного усиления должна быть обеспечена величина:
что достигается при коэффициенте усиления предварительных каскадов:
где Кu – заданный в техническом задании коэффициент усиления по напряжению разрабатываемого усилителя, а Крт – коэффициент передачи регулятора тембра.
Таким образом, необходимый коэффициент усиления предоконечного каскада:
Для выбранной микросхемы К157УД4А, при заданном техническим заданием питании 12В, коэффициент усиления по напряжению . Чтобы получить рассчитанное значение , необходимо ввести ООС с глубиной:
Очевидно, что коэффициент гармоник при такой глубине ООС будет меньше чем указанный в задании, так как глубина ООС оказалась значительно больше, чем необходимая (ранее рассчитанная):
Коэффициент передачи обратной связи в этом случае равен:
Расчет регулировки усиления и элементов схемы предоконечного каскада.
Выразим коэффициент усиления Кu в децибелах:
По техническому заданию требуется обеспечить регулировку усиления в рассчитываемом усилителе 30 дБ. Поэтому, минимальный коэффициент усиления усилителя равен 60-30=30 дБ. Выразим его в разах:
Итак, коэффициент передачи усилителя должен варьироваться в диапазоне
В выбранной схеме предоконечного каскада коэффициент передачи определяется соотношением:
При коэффициент усиления .
Пусть
, а .
При Коэффициент усиления.
Возьмем R4=3.3 кОм.
Резисторы R1 и R2 необходимы для подачи на неинвертирующий вход ОУ напряжения смещения, равное E/2, поскольку для питания ОУ используется несимметричный источник. Параллельное соединение этих резисторов по переменному току определяет входное сопротивление каскада. Из этапа проектирования регулировки тембра было выяснено, что входное сопротивление этого каскада должно быть не меньше 520.6 кОм. Поэтому зададим R1=R2=1.5 МОм.
Расчет разделительных конденсаторов схемы.
Оглядываясь на структурную схему проектируемого устройства (рис.1) и детализированную схему предоконечного каскада (рис.8) видно, что разделительных конденсаторов в усилителе всего четыре. Распределим заданные в техническом задании искажения на нижних частотах по долям на каждый из этих элементов в следующем порядке. Суммарные искажения составляют 2.5 дБ. На все конденсаторы кроме того, который отделяет нагрузку, отведем по 0.5 дБ, на нагрузочный же отложим 1 дБ.
Рассчитаем конденсаторы в схеме предоконечного каскада.
С1- разделительный конденсатор.
где М- доля искажений, отводимая на данный элемент. R- входное сопротивление ОУ, которое определяется параллельным соединением резисторов R1, R2. Поскольку получаем:
Выберем С1=8.2 нФ.
Конденсатор С2 необходим для изоляции второго входа ОУ от постоянного напряжения источника питания. Выбирается он из соображений:
Выберем С1=100 мкФ.
С3- корректирующая емкость, необходимая для предотвращения самовозбуждения ОУ на верхних частотах. С4=30 пФ.
Итого, номиналы элементов схемы предоконечного каскада следующие:
Рассчитаем теперь разделительные емкости на входе и выходе.
Входной конденсатор Ср (рис.1) рассчитывается по соотношению:
Выберем Ср=0.1 мкФ.
Выходной разделительный конденсатор Ср перед нагрузкой (рис.1):
Так как на него отведено искажений, то:
Выберем Ср=470 мкФ.
Определим зависимость смещения выходного напряжения от температуры в заданном диапазоне.
По заданию усилитель должен стабильно работать в пределах Тмин=5 ’С Тмакс=35 ‘С.
Поэтому . У выбранного операционного усилителя в предоконечном каскаде, температурный дрейф напряжения смещения составляет ..
Таким образом смещение выходного напряжения составит:
Это напряжение существенно меньше напряжения выхода, поэтому какую-либо компенсацию вводить не будем, так как это дополнительно усложнит схему.
Заключение
В данном курсовом проекте было разработано устройство усиления звуковых частот, удовлетворяющее техническому заданию. Данный усилитель получился достаточно простым и дешевым, что удовлетворяет серийности производства. К достоинствам этого аппарата можно отнести его компактность, и малый коэффициент гармоник. Недостатками данного усилителя является не проконтролированный уровень шумов (Еш более 2 мкВ) и довольно невысокое входное сопротивление.
Список использованных источников
1. Аналоговые электронные устройства: Методические указания к курсовой работе / РГРТА; Сост. Д. И. Попов. Рязань, 1992. 32 с.
2. Регуляторы тембра: Методические указания к курсовой работе / РГРТА; Сост. В. С. Осокин. Рязань, 1993. 24 с.
3. Регуляторы усиления: Методические указания к курсовой работе / РГРТА; Сост. В. С. Осокин. Рязань, 1990. 28 с.
4. Мигулин И. Н., Чаповский И. З. Усилительные устройства на транзисторах (проектирование). Киев: Техника, 1971. 324 с.
5. Справочная книга радиолюбителя- конструктора. Под ред. Н.И. Чичтякова М.: Радио и связь, 1990. 624 с.
6. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот / Н. Л. Безладнов, Б. Я. Герценштейн, В. К. Кожанов и др.; под ред. Н. Л. Безладнова. М.: Связь, 1979. 368 с.
7. Проектирование усилительных устройств: Учеб. пособие / В. В. Ефимов, В. Н. Павлов, Ю. П. Соколов и др.; под ред. Н. В. Терпугова. М.: Высш. школа, 1982. 190 с.
8. Интегральные микросхемы: Справочник / Б. В. Тарабрин, Л. Ф. Лукин, Ю. Н. Смирнов и др.; Под ред. Б. В. Тарабрина. М.: Радио и связь, 1984. 528 с.
9. Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник / К. М. Брежнева, Е. И. Гатман, Т. И. Давыдова и др.; Под ред. Б. Л. Перельмана. М.: Радио и связь, 1981. 656 с.
10. Курс лекций по дисциплине "Схемотехника аналоговых электронных устройств" ./Попов Д.И.
Страницы: 1, 2
