Структурный синтез активных фильтров ВЧ и СВЧ диапазонов

Содержание

1. Предварительные замечания

2. Основные свойства R-фильтров второго порядка

3. Особенность схемотехники звеньев R-фильтров нижних частот

4. Синтез структур R-звеньев с дополнительными частотнозависимыми цепями

5. Синтез ФНЧ третьего порядка с дополнительными RC-цепями

Библиографический список

1. Предварительные замечания

Внедрение SiGe технологии в широкую инженерную практику открывает объективные возможности построения твердотельных элементов и устройств диапазона высоких и сверхвысоких частот. Причем это относится не только к простейшим узлам, но и к более сложным устройствам, где реализация нужных функциональных свойств и совокупности количественных показателей обеспечивается применением специальных цепей обратной связи с глубоким возвратным отношением.

Важным дополнительным технологическим ограничением, существенно влияющим на схемотехнику таких устройств, является минимизация числа контактных площадок, потребляемой мощности при сохранении импедансных соотношений. Кроме этого, можно также с уверенностью утверждать, что изменяется не только структура, но и схемотехника базовых активных элементов, необходимых для построения более сложных функциональных устройств. Именно поэтому, за исключением диапазона рабочих частот, потенциально достижимые иные качественные показатели усилителей, преобразователей напряжения – ток (ПНТ) и ток – напряжение (ПТН) окажутся более низкими. Применительно к устройствам частотной селекции – активным фильтрам, амплитудным и фазовым корректорам – такой вывод существенно влияет на возможный набор альтернативных способов их схемотехнической реализации. Например, при создании высокоселективных (высокодобротных) фильтров или корректоров невозможно использовать гираторы на ПНТ, а ориентация на RLC-базис в частотозадающих цепях из-за индуктивности приводит к недопустимому увеличению площади кристалла.

Сомнительно также и применение структур с решающими усилителями. Несмотря на относительно низкое влияние частоты единичного усиления усилителей на основные параметры конечных устройств низкое значение частотозадающих резисторов (102 Ом) приводит к необходимости развивать в выходных каскадах большие (101 мА) токи.

Для уменьшения поэлементной чувствительности, позволяющей повысить точность реализации частотных характеристик, в структуре фильтров высокого порядка обычно используются дополнительные межзвенные связи [3]. Однако в области относительно высоких частот, когда отношение центральной частоты (частоты настройки) к относительной ширине полосы пропускания соизмеримо с частотой единичного усиления, использование таких обратных связей оказывается невозможным. Именно поэтому основным способом построения активных фильтров и корректоров является каскадирование секций (звеньев) второго и первого порядков.

Собственная компенсация влияния частоты единичного усиления существенно уменьшает соответствующую чувствительность параметров звеньев второго порядка и поэтому расширяет диапазон рабочих частот фильтра. Этот путь построения селективных устройств и СФ блоков представляется естественным при условии, что компенсирующие обратные связи не приводят к заметному уменьшению запаса устойчивости по фазе, необходимому для устойчивой работы схемы.

Именно поэтому при разработке соответствующих ОУ необходимо учитывать «электрическую длину» как по основным, так и по дополнительным контурам обратной связи [9]. Например, принципиальная схема звена полосового типа практически точно удовлетворяет этому критерию, поэтому при практической ее реализации необходим дифференциальный ОУ с относительно невысокой скоростью нарастания выходного напряжения.

Максимальное выходное напряжение фильтра будет определяться только этим параметром, т.к. эффект «перенапряжений» в схеме звена отсутствует. Кроме этого , уровень синфазного напряжения ОУ2 достаточно мал и определяется отношением максимального выходного напряжения фильтра к дифференциальному коэффициенту усиления ОУ.

Поэтому при разработке ОУ можно руководствоваться неравенствами

; ; ,                           (1)

которые справедливы при полной компенсации влияния П1=2πf1 как на частоту, так и на затухание полюса.

Для построения звена полосового фильтра для систем связи при условии реализации соответствующих СФ блоков в технологическом процессе SGB25VD с параметрами, указанными в табл. 1, был разработан ОУ с дополнительными (не указанными в табл. 1) параметрами Δφ=330; I0 =10 мА; Еп =±2,0 В; Rн min = 50 Ом.

Учитывая невысокую нагрузочную способность ОУ и низкое значение статического коэффициента усиления, при расчете звена необходимо учитывать влияние этих параметров:

; ; .                        (2)

Поэтому при моделировании схемы фильтра в среде Cadence использовались следующие номиналы пассивных элементов:

С1=С2=0,2 пФ; R1=3,2 кОм; R2=50 Ом; R3=100 Ом; R4=650 Ом; R5=∞.

Приведенные в табл. 1 результаты демонстрируют хорошую сходимость экспериментальных и расчетных значений. Дополнительно отметим, что в настоящем фильтре второго порядка Q·fp=3,4 ГГц, что только в 2,5 раза меньше частоты единичного усиления ОУ. Именно этот интегральный показатель и характеризует качество схемотехнического решения задачи [5, 12].

Полученные результаты позволяют сделать достаточно важные для схемотехники СФ блоков с узлами частотной селекции выводы.

Во-первых, структуры с собственной и взаимной компенсацией уменьшают требования к активным элементам и создают дополнительные степени свободы при схемотехническом проектировании СВЧ ОУ.

Во-вторых, собственная компенсация позволяет повысить общую стабильность характеристик устройства частотной селекции. Напримерчувствительность основных параметров фильтра к нестабильности всех компонентов схемы не превышает 0,5, а при С1=С2 чувствительность добротности к этим параметрам нулевая, что можно использовать, в частности, и для функциональной настройки звена на заданную частоту полюса.

Наконец, и это самое главное, работоспособность в ВЧ и СВЧ диапазонах схем с собственной и взаимной компенсацией является важным аргументом для широкого внедрения в соответствующих СФ блоках узлов и устройств с комплексом обратных связей, направленных на обеспечение необходимых функциональных зависимостей как СФ блоков, так и СнК в целом. Однако дальнейшее расширение диапазона рабочих частот требует пересмотра подхода к схемотехническому проектированию этого класса устройств.

2. Основные свойства R-фильтров второго порядка

При использовании в качестве частотозадающих цепей ограниченность полосы пропускания операционных усилителей в звеньях второго порядка необходимо применить только два активных элемента (n=2). В этом случае

 (3)

 являются передачами пассивной подсхемы с учетом влияния входного и выходного сопротивлений ОУ с выхода i-го ОУ на инвертирующий (индекс «-») и неинвертирующий (индекс «+») входы j-го ОУ. Можно строго показать, что в классе рассматриваемых схем реализация как заграждающих фильтров, так и фильтров верхних частот невозможна. Указанный вывод, который следует из постановки задачи, справедлив при условии аппроксимации ОУ передаточной функцией 1-го порядка. Если ОУ и любой усилитель с конечным  характеризуется функцией 2-го порядка, то реализация вполне реальна.

С учетом структуры матрицы Q1 можно утверждать, что для реализации передаточной функции звена полосового типа необходимо выполнить одно из условий b22=0 или b11=0. Несложно также установить, что указанные варианты отличаются только номерами ОУ (изоморфные решения). Именно поэтому без потери общности выводов можно положить, что

.            (4)

В этом случае после приведения передаточной функции звена к стандартной форме получим

     ,        (5)

где

, ,                                    (6)

.                 (7)

Таким образом, на выходе первого ОУ реализуется передаточная функция звена полосового типа, а на выходе второго ОУ – функция звена фильтра нижних частот. Отметим, что знак bij, как было показано ранее, легко изменяется путем выбора инвертирующего и неинвертирующего входов любого из ОУ. Как следует из (6), выбор частоты полюса при конкретном типе ОУ может осуществляться за счет коэффициента сдвига

.                                          (8)

Следовательно, для реализации высокой добротности  необходима (7) низкая глубина местной отрицательной обратной связи в первом ОУ . Из соотношений и можно определить набор локальных передаточных функций для каждого из возможных фильтров. Для полосового фильтра

,                                 (9)

,                        (10)

и для фильтра нижних частот

,                        (11)

.                       (12)

Максимальное значение модулей этих функций непосредственно характеризует динамический диапазон устройства. Так, для полосового фильтра и фильтра нижних частот

Страницы: 1, 2, 3, 4