– положение фронта импульса ответа;
– азимутальная поправка положения фронта импульса;
– знак азимутальной поправки положения фронта импульса;
– признак принадлежности фронта импульса к сигналу бокового лепестка ДНА.
Функциональная схема устройства обнаружения импульсов ответа, работающего в реальном масштабе времени, приведена на рис. 6.
Видеосигналы суммарного канала logΣ поступают на обнаружитель переднего (L) и заднего (T) фронтов ответных импульсов. Обнаружение фронтов осуществляется традиционно: ограничение, дифференцирование и униполяризация принятых сигналов. Одновременно идёт подтверждение существования самого импульса достаточно большой амплитуды. Порог срабатывания этой схемы регулируется напряжением временного автоматического регулирования чувствительности STC (Sensitivy Time Control), поступающим из генератора программ экстрактора. Принцип получения управляющего напряжения в системе STC аналогичный формированию напряжения в системе временного автоматического регулирования усиления GTS (Gain Time Control). Однако исполняющим устройством регулирования параметров этой системы является не регулятор усиления, а пороговое устройство, которое определяет границу срабатывания системы для сигналов бортовых ответчиков ВС, расположенных на разных расстояниях от радиолокатора. Использование этой системы позволяет существенно увеличить допустимые границы динамического диапазона амплитуд принимаемых сигналов. Кроме того, автоматическое регулирование уровня срабатывание обнаружителя – MTL (Minimum Trigger Level) стабилизирует вероятность ложных тревог.
Управляющее напряжение для системы STC формируется в генераторе программ экстрактора. Это напряжение имеет две составляющие:
– регулярное управляющее напряжение STC, повторяющееся при каждом новом запросе;
– управляющее напряжение STC, стробированное по дальности и азимуту RAG STC (Range-Azimuth Gated Sensitivity Time Control).
От начала запуска запросчика и ко времени t0, соответствующего формированию импульса запроса Р3 + 3 мкс, постоянным управляющим напряжением STC (рис. 7) устанавливается постоянное значение порога Bmax до 80 дБ. Затем к моменту времени tmax порог уменьшается по логарифмическому закону со спадом 6 дБ на октаву (20 дБ на декаду). После момента времени tmax порог остаётся постоянным Bmin. Закон изменения управляющего напряжения аппроксимируется ступенчатой функцией с перепадом напряжения между ступенями 1 дБ. Интервал времени между t0 и tmax соответствует дальности действия радиолокатора (приблизительно 465 км). Этот интервал разбит на определённое количество дискретов во времени, каждый последующий дискрет больше предшествующего в 1,22 раза:
Управляющее напряжение системы STC, стробированное по дальности и азимуту, формируется «картой RAG STC» в генераторе программ экстрактора. Карта RAG STC – это запоминающее устройство, каждая ячейка которого соответствует определённому участку контролируемого пространства. Всё пространство разбито на 256 азимутальных секторов и 64 дискрета по дальности. В любую из 16 384 ячеек памяти карты записываются значения дополнительного порога в диапазоне –14…+14 дБ. Общий порог срабатывания системы будет определяться суммой порогов регулярной составляющей STC и RAG STC. Использование подобной «географической» системы управления порогом особенно эффективно в случаях, когда на некоторых участках контролируемого пространства обнаруживаются помехи слишком высокого уровня, вызванные переотражением от местных предметов или многопутным распространением радиоволн.
Приведенные количественные параметры карты RAG STC относятся к вторичному моноимпульсному радиолокатору SIR-S. Для модификации этого радиолокатора SIR-M параметры карты выбраны несколько иными: 40 дискретов по дальности, 128 азимутальных секторов, а величина напряжения для каждого дополнительного порога устанавливается в пределах ±10 дБ с градациями по 0,5 дБ.
После пороговой схемы и обнаружителя сигналы признака наличия импульсов и фронтов этих импульсов (см. рис. 6) поступают на определитель фронтов, который устанавливает тип фронта (передний L или задний T). Это необходимо для того, чтобы в дальнейшем при наложении ответных сигналов можно было бы восстанавливать передние фронты импульсов по задним и с большей достоверностью разделять переплетённые, пересечённые и сближенные коды ответа. В определителе фронтов все входные сигналы разбиваются во времени на отдельные дискреты CP (Clock Pulse). Продолжительность любого дискрета равна 50 нс, то есть длина импульсов ответа в соответствии с рекомендациями ІСАО будет соответствовать приблизительно 16 временным дискретам (0,8 мкс), а продолжительность фронта импульса занимает лишь один временной дискрет. Распределение фронтов на передние и задние осуществляется по правилу, проиллюстрированному рис. 8. Если при t1 L = 1 и P = 1, а при (t1+CP) P = 1 и L = 0, то это означает обнаружение переднего фронта импульса (L). Если при t2 P = 0 и T = 1, а при (t2 – CP) T = 0 и P = 1, то это означает обнаружение заднего фронта импульса (T).
После определения типа фронтов сигналы поступают на интервальный фильтр, определяющий разность появления во времени соответствующих передних и задних фронтов импульсов. Если разность составляет приблизительно 16 СР, то такие сигналы принимаются как достоверные и подлежат дальнейшей обработке в реальном масштабе времени.
Обработка заключается в уточнении координат целей, от которых получено очередное информационное сообщение, и подтверждение того, что сообщения получены по основному лепестку ДНА радиолокатора. Для этого на определитель фронтов и интервальный фильтр подаются дополнительные сигналы:
– сигнал логарифма отношения Δ/Σ, предварительно преобразованный в цифровую форму 8-разрядным АЦП;
– сигнал «Знак» с информацией об отклонении цели вправо или влево от мгновенного равносигнального положения оси ДНА;
– логарифм отношения сигналов суммарной Σ и ненаправленной Ω ДНА после порогового устройства системы подавления сигналов боковых лепестков ДНА по ответу.
В результате обработки этих сигналов на выходе определителя типа фронтов и интервального фильтра формируется сообщение о типе каждого фронта и его положении по дальности, азимутальной поправке положения цели относительно мгновенного положения оси антенны ΔφЦ, знака этой поправки и признака подавления сигналов боковых лепестков ДНА. На этом обработка ответных сигналов в реальном масштабе времени заканчивается и начинается обработка со сравнением сигналов, принятых в разные моменты времени, так называемая отсроченная обработка (differed time processing).
Отсроченная обработка предусматривает сравнение сигналов, принятых в пределах одного периода повторения приёма ответа (sweep correlation), и сравнение сигналов в пределах нескольких периодов приёма за всё время облучения цели (dwell time correlation).
Последовательность операций обработки сигналов в границах одного периода приёма ответа и содержание этапов обработки приведены на рис. 9.
Сообщение о фронтах импульсов сигналов ответа вместе с дополнительной информацией с выхода процессора реального времени поступает в устройство преобразования фронтов импульсов непосредственно в импульсы. Восстановленный таким образом сигнал будет иметь большую достоверность, чем на входе процессора реального времени, поскольку при восстановлении используется дополнительная информация об этих импульсах и импульсы предварительно отфильтрованы по длительности.
На следующем этапе в ответных сигналах обнаруживают координатные импульсы F1 и F2 (Bracket Pulse). Критерием выделения этих импульсов служит кодовый интервал между ними в (20,3 ± 0,1) мкс.
После обнаружения координатных импульсов для каждого из 12 информационных импульсов A1, A2, A4, B1, B2, B4, C1, C2, C4, D1, D2, D4, а также импульсов F1 и F2 определяется код доверия к факту существования этих импульсов (Confidence Code). Устанавливаются два кода доверия: код высокой доверительности и код низкой доверительности. Каждый из них принимает значение единицы или нуля. Сначала все принятые импульсы сортируют по принадлежности их к одному азимуту. Если импульс F1 не искажён, то за эталонный азимут ответа принимается азимут этого импульса. В противном случае за азимут ответа принимается азимут импульса F2. После этого для всех импульсов одного и того же азимута оценивается их положение относительно импульсов F1 и F2, то есть оценивается корреляция между настоящим положением импульса и одним из его возможных положений в соответствии с требованиями ІСАО. Если ответ неискажённый и существует полная корреляция по дальности и азимуту, то коду высокой доверительности присваивается значение единицы. Если ответ искажён, но имеет место корреляция по дальности, то коду низкой доверительности присваивается значение нуля. Если и дальше корреляция по дальности будет сохраняться для большого количества обработанных ответов, то коду низкой доверительности присваивается значение единицы.
После определения кода доверительности для каждого импульса одного ответа уточняется азимутальное положение цели. Для этого определяется угловая азимутальная поправка для каждого импульса ΔφЦи и по заданному алгоритму, учитывающему корреляцию азимутальных поправок, вычисляют усреднённое значение азимутальной поправки ΔφЦ для каждой группы ответных сигналов.
На следующем этапе обнаруживают и устраняют сигналы ложных целей, получивших название фантомов (Phantom). Фантомы появляются в тех случаях, когда в совокупности принятых ответных сигналов появляются пары каких-то импульсов, интервал между которыми соответствует интервалу между координатными импульсами F1 и F2, то есть 20,3 мкс.
Наиболее вероятными случаями возникновения фантомов являются:
– появление ложной цели при включении сигнала опознавание SPI (Special Position Indication), так как интервал между этим импульсом и информационным импульсом С2 составляет точно 20,3 мкс;
– одновременный приём ответов от нескольких целей, расположенных одна от одной на близких расстояниях, как по азимуту, так и по дальности, когда интервал 20,3 мкс может появиться между любыми импульсами ответных сигналов;
– приём нескольких ответных сигналов от одного ВС за счёт многопутного распространения радиоволн.
В качестве критериев обнаружения фантомов в этих случаях используют наличие или отсутствие сигнала опознавания SPI, принадлежность обрабатываемых импульсов к одному азимуту, время появления сигналов с одинаковой координатной и дополнительной информацией. В последнем случае за правильную отметку цели принимается та, которая на экране индикатора ближе всего расположена по отношению к радиолокационной позиции.
После устранения фантомов начинается сравнение ответов, полученных за несколько периодов запросов на протяжении всего времени облучения цели. Используемые алгоритмы характерны для вторичной обработки радиолокационной информации. Параметры алгоритмов адаптируются к условиям окружающей среды и помеховой ситуации. Заканчивается вторичная обработка формированием сообщения об отметке цели и передачей его пользователям.
Структурные схемы моноимпульсных вторичных радиолокаторов с фазовыми полуугловыми дискриминаторами, например, самых распространённых радиолокаторов типа RSM-970 или IRS-20MP/L, мало чем отличаются от рассмотренной выше. Основные отличия касаются функциональных схем приёмников и угловых дискриминаторов, а также некоторых особенностей технической реализации отдельных узлов приёмников, в основу построения которых положено требование стабилизации фазовых характеристик суммарного и разностного каналов.
Рассмотрим в качестве примера структурную и функциональную схемы приёмного модуля радиолокатора IRS-20MP/L.
Приёмный модуль состоит из четырёх основных частей (рис. 11):
– трёх фильтров предварительной селекции;
– одной ВЧ-платы с местным гетеродином;
– трёх ПЧ-плат с логарифмическими усилителями;
– полууглового фазового дискриминатора.
Фильтры предварительной селекции (преселекторы) представляют собой электромеханические фильтры, любой из которых выполнен на четырёх объёмных резонаторах. Все они настроены на частоту принимаемых сигналов 1090 МГц. На частоте передатчика 1030 МГц и зеркальной частоте 970 МГц внесённое фильтром затухание равно 70 дБ. Полоса пропускания фильтра на уровне – 3 дБ равна 20 МГц. Для суммарного и разностного каналов характеристики фильтров согласованы по фазе.
Высокочастотная часть приёмного модуля составлена из трёх идентичных каналов: всенаправленного, суммарного и разностного. Там же помещён местный гетеродин с частотой колебаний 1030 МГц. В состав любого из трёх каналов входит малошумящий СВЧ-усилитель, фильтр зеркальной частоты и смеситель. СВЧ-усилитель имеет коэффициент усиления 16 дБ при коэффициенте шума 3,1 дБ. Фильтр зеркальной частоты не пропускает частоты 970 МГц на смесители, выполненные по балансной схеме. На выходе этих смесителей после преобразования получается сигнал промежуточной частоты 60 МГц. Для согласования фаз ПЧ-сигналов на выходах смесителей суммарного и разностного каналов сигнал гетеродина подаётся на них с одного и того же отдельного выхода гетеродина через делитель Уилкинсона (Wilkinson divider).
Местный гетеродин выполнен с элементом стабилизации частоты ПАВ (поверхностные акустические волны). Предусмотрена электрическая подстройка частоты в пределах 300 МГц. Для возбуждения передатчика и технического обслуживания сделаны отдельные ВЧ-выходы.
Сигналы Ω, Σ и Δ на частоте 60 МГц поступают на предварительные широкополосные УПЧ с коэффициентом усиления 26 дБ. Фиксированные аттенюаторы выравнивают сигналы во всех трёх каналах. Полосовые фильтры суживают полосы частот каналов до 10 МГц, обеспечивая этим необходимую избирательность приёмников. Выполнены они как LC-фильтры с семью резонансными контурами. Фильтры суммарного и разностного каналов взаимно согласованы по фазе.
После фильтров ПЧ-сигналы поступают на управляемые аттенюаторы, на которые одновременно подаются управляющие сигналы системы ВАРУ (временное автоматическое регулирование усиления). Для компенсации нелинейных характеристик аттенюаторов напряжение ВАРУ предварительно корректируется линеаризаторами, обеспечивающими линейную зависимость между коэффициентами передачи аттенюаторов и управляющим напряжением ВАРУ. Для согласования законов изменения во времени коэффициентов усиления суммарного и разностного каналов аттенюаторы этих каналов управляются напряжением, вырабатываемым одним линеаризатором. Далее сигналы всех трёх каналов поступают на входы логарифмических УПЧ. Благодаря этим усилителям динамический диапазон амплитуд приёмников расширяется до 84 дБ. Используемый принцип построения таких усилителей описан в литературе.
С логарифмических УПЧ через два делителя сигналы суммарного и разностного каналов поступают на полуугловой фазовый дискриминатор, функциональная схема которого приведена на рис. 13. Дискриминатор состоит из блока объединения сигналов, блока ограничивающих усилителей и блока фазовых детекторов. В блоке объединения сигналов формируются три сигнала: суммарный Σ и два комплексных – Σ – jΔ и Δ – jΣ.
Формирование этих сигналов осуществляется с помощью делителей, фазовращателя ±90º и подстроечных фазовращателей Δψ, которые выравнивают фазы всех трёх образованных таким образом сигналов.
В блоке ограничивающих усилителей все сигналы приводятся к одному и тому же уровню, чтобы исходные сигналы ФД зависели бы лишь от фаз входных сигналов и не зависели бы от их амплитуд. Перед усилителями установлены согласующие устройства с 50-омным входным сопротивлением, а после них – буферные каскады, которые устраняют влияние входных цепей ФД на выходные цепи ограничивающих усилителей. Ограничивающие усилители выполнены на интегральных схемах с дифференциальными входами и двусторонними симметричными ограничителями синусоидальных сигналов. Все чётные гармоники в них будут подавлены.
Страницы: 1, 2, 3
