Рисунок 10. Синхронный детектор МР сигнала.
Первая гармоника сигнала cos(f0+fсм) выделяется на колебательном контуре и детектируется синхронным детектором, который выполнен также на аналоговых перемножителях. На их сигнальные входы подается один и тот же сигнал cos(f0+fсм), а на опорные входы – квадратурные опорные сигналы cosf0 и sinf0. Спектры выходных сигналов АП2 и АП3 описываются выражениями (2.13) и представляют собой биения колебаний. Фильтры нижних частот выделяют из этих биений низкочастотные составляющие cosfсм и sinfсм, которые несут информацию о параметрах, характеризующих локальные свойства тканей. Эти сигналы усиливаются и поступают в каналы U и V аналого-цифровых преобразователей.
Ранее отмечалась высокая помехоустойчивость синхронных детекторов. Действительно, если в принимаемом сообщении кроме полезной составляющей с частотой f0+ fсм имеется также помеха с частотой fп, близкой к f0, то, например, первое равенство системы (2.13) будет иметь вид
cos(fп+fсм) ´ сosf0 =[cos(f0+fп+fсм) + cos(fп-f0+ fсм)].
Если fп>f0 , то fп-f0+ fсм > fсм , и помеха оказывается за пределами полосы пропускания фильтра.
В режиме тестирования томогорафа, когда МР сигналы не принимаются, вход усилителя размыкается контактами реле, которое управляется специальным сигналом «Тест».
Конечным пунктом назначения МР сигнала в усилительном тракте являются АЦП каналов U и V. Перед каждым АЦП устанавливают фильтр НЧ с управляемой полосой пропускания, которая задается в соответствии с частотой смещения. В отличие от УЗ сканеров или цифровых РТС для цифрового преобразования МР сигнала, в принципе, не требуется сверхскоростной АЦП. Действительно, МР сигнал (тот, который считывается) длится около 8 мс. За это время требуется обычно сделать 256 отсчетов. Следовательно, время одного отсчета составляет примерно 30 мкс. Это время преобразования АЦП последовательного приближения типа К1113ПВ1, который представляет собой стандартную микросхему, имеющую все необходимое для сопряжения с ЭВМ. К тому времени, когда началась разработка первого российского МР томографа «Образ-1», эта микросхема уже выпускалась. Тем не менее, разработчики применили АЦП со структурой К1113ПВ1, но выполненный из нескольких отдельных элементов: регистр последовательного приближения (РПП), ЦАП, компаратор. Вероятно, разработчиков не устраивала разрядность К1113ПВ1 – 10, что давало точность преобразования в 0,1%. При использовании 12-разрядного РПП типа К155ИР17 точность увеличивается в 4 раза.
Структурная схема одного канала АЦП с фильтром нижних частот показана на рис.11. Фильтр нижних частот выполнен в виде двухкаскадного активного фильтра
с характеристикой Баттерворта, обеспечивающей меньшие частотно-фазовые искажения, чем другие характеристики (например, Чебышева). Изменения полосы пропускания фильтра осуществляется коммутацией элементов R, C аналоговым коммутатором.
Передаточная характеристика одного каскада ФНЧ имеет вид
K(jw)= ,
т.е. каскад является звеном второго порядка, а фильтр в целом имеет четвертый порядок. Обычно число полос пропускания фильтра выбирают так, чтобы обеспечить их взаимное перекрытие в диапазоне от –fсм.макс до +fсм.макс. Например, если частота смещения изменяется в пределах ± 8 кГц относительно f0, что соответствует максимальным расстояниям выбираемого слоя от центра магнита, то максимальная ширина полосы фильтра будет равна 16 кГц. При этом ее удобно изменять с шагом 1 кГц.
С выхода фильтра сигнал поступает на устройство выборки-хранения (УВХ), где запоминается его дискретный отсчет на время преобразования АЦП. Цифровые данные каналов U и V через мультиплексор контроллера крейта передаются в ЭВМ. Над этими данными выполняются преобразования Фурье и определяются амплитуды и фазы отдельных гармоник:
и .
Современные средства электроники позволяют уменьшить размеры этого блока и одновременно улучшить его характеристики. Можно, например, использовать 12 – 16-разрядные быстродействующие АЦП зарубежных фирм, а вместо аналоговых фильтров, дискретность и избирательность которых не всегда удовлетворяют разработчиков, - специальные сигнальные процессоры. Например, на базе микросхемы MCS 296 можно построить цифровой фильтр практически с любой характеристикой.
Блоки выбора слоя и программатора уровней находятся в стадии непрерывного развития и совершенствования. При их разработке возможно много альтернативных решений, и главной задачей является выбор оптимальной конфигурации. Для выбора слоя необходима достаточная точность формирования квадратурных сигналов смещения частоты f0 и огибающей РЧ импульса и в то же время возможность их плавного регулирования. Поэтому обычно применяют смешанные аналого-цифровые способы формирования этих сигналов, например, функции квадратурных сигналов (синус и косинус) и огибающих хранят в ПЗУ, а управление их частотой и амплитудой осуществляют с помощью аналоговых сигналов – уровней.
На рис.12 приведена структурная схема устройства формирования сигналов для управления частотой смещения. Формирование этих сигналов осуществляется путем двойного преобразования: сначала аналоговый уровень UF преобразуется с помощью интегратора DA1 в пилообразное напряжение, которое служит тактовой частотой для счетчика, а затем с помощью ПЗУ и ЦАП формируют функции косинуса и синуса сигналов смещения. Уровень UF поставляется блоком программатора уровней, где он, в свою очередь, формируется с помощью ЦАП на основе цифровых данных, поступающих из ЭВМ.
Для запуска интегратора по специальной команде размыкается ключ S1 и начинается заряд конденсатора С1. При положительном UF на выходе DA1 будет отрицательное линейно-изменяющееся напряжение (ЛИН), а при отрицательном UF – положительное ЛИН. Сброс интегратора производится с помощью компараторов К1, К2 и одновибраторов ОВ1, ОВ2. При этом замыкается ключ S2 ( S3), и конденсатор С2 (С3), предварительно заряженный от источника +Uоп1 (-Uоп1) разряжает конденсатор С1. Таким образом, формируется пилообразное напряжение. Его частота определяется формулой
, = R1C1.
Импульсы одновибраторов тактируют реверсивный счетчик, причем при отрицательном UF, работает ОВ1, и счетчик считает в прямом направлении, а при положительном – ОВ2, и счетчик считает в обратном направлении. Его цифровые данные служат младшими адресами для ПЗУ, в которых хранятся функции синуса и косинуса. Эти функции могут иметь группы с различными фазами. Для выбора группы с требуемой фазой служат дополнительные старшие разряды адреса, задаваемые извне. На схеме показано два таких разряда, т.е. предполагается, что в ПЗУ имеется 4 группы функций с разными фазами. Таким образом, каждая группа состоит из 256 отсчетов. Это означает, что при максимальной частоте смещения 8 кГц частота тактовых импульсов, т.е. частота пилообразного напряжения, будет равна 8×256 = 2048 кГц. Изменение знака UF и реверс счетчика приводят к изменению и знака частоты смешения.
Чтобы лучше понять, как формируются квадратурные функции с частотой смещения, кратко рассмотрим устройство и принцип действия так называемого перемножающего ЦАП К572ПА1, который здесь используется (читатели, знакомые с этой микросхемой могут пропустить это описание). Основу микросхемы К572ПА1 составляют резистивная матрица R-2R и коммутирующие ключи (рис.13). Благодаря выбору соотношения резисторов матрицы R-2R ток источника опорного напряжения убывает в 2 раза в резисторах 2R по мере приближения к операционному усилителю.
Рисунок 13. Перемножающий ЦАП типа К572ПА1.
Эти токи суммируются в резисторе обратной связи R0. В зависимости от положения ключей S9…S0 ячейки матрицы вносят или не вносят свой вклад в общий выходной сигнал, который определяется выражением
, (2)
где n – разрядность ЦАП, Qi – бит (0 или 1 в зависимости от положения ключа). Величина R0 обычно равна R.
Так как ключи, управляющие резистивной матрицей – транзисторы типа КМОП, то полярность опорного напряжения Uоп может быть любой. Более того, это напряжение может изменяться одновременно с цифровым кодом. Тогда, как видно из формулы (2), выходное напряжение будет пропорционально произведению числа, эквивалентного цифровому коду, и опорного напряжения. Поэтому ЦАП такого типа называют перемножающим (или умножающим). На его основе можно строить функциональные преобразователи, например, амплитудные модуляторы и др.
Так как этот ЦАП (как, впрочем, и другие) «не понимает» знака цифрового кода, то величины синусов и косинусов в ПЗУ приходится хранить смещенными на 1, т.е. в виде cosx +1 и sinx +1. В действительности единица означает просто половину максимального числа, хранимого в ПЗУ. Если, например, числа – восьмиразрядные слова, то максимальное число равно 255, а половина его –128 (или 10000000 в двоичном коде). В связи с таким представлением функций косинуса и синуса при выводе их в виде напряжений приходится смещать постоянную составляющую. Это делается с помощью сумматоров на операционных усилителях. Таких сумматоров два. Оба они объединяют сигналы и косинуса и синуса. В результате получаются квазигармонические квадратурные функции cos(wсмt+j) и sin(wсмt+j). Смещение постоянной составляющей осуществляется двумя способами: у ЦАП2 и ЦАП3 - с помощью постоянного напряжения Uоп3, которое их же и питает, а у ЦАП1 и ЦАП4 - импульсным способом. Он заключается в том, что на вход опорного напряжения (Ref) и на вход соответствующего сумматора подается одно и то же пилообразное напряжение. В ЦАП1 и ЦАП4 пилообразный сигнал перемножается с функцией синуса или косинуса и таким образом получается пилообразное напряжение, модулированное по закону синуса или косинуса. Операционный усилитель ЦАП инвертирует полярность произведения этих двух функций.
Преобразования, выполняемые над функциями цифро-аналоговыми преобразо-вателями и сумматорами, удобно представить в виде условной стуктурно-алгоритмической схемы, приведенной на рис.14. В ней учитывается инверсия функций операционными усилителями ЦАП и сумматорами. Опорное напряжение Uоп3, подаваемое на сумматоры для компенсации постоянных составляющих, условно обозначены как «+1». Пилообразному напряжению соответствует функция kt.
На рис 15 показано, как происходит компенсация постоянной составляющей на выходе ЦАП1, обусловленная смещением функции синуса. Эпюры 1, 2, 3 соответствуют напряжению на выходе ЦАП1, пилообразному напряжению на его входе Ref и синусной составляющей на выходе сумматора. Так как среднее за период значение пилообразной функции равно половине ее амплитуды, то после НЧ фильтрации, которая может быть выполнена в самом сумматоре, амплитуда синусоиды на его выходе будет в 2 раза меньше амплитуды функции, хранящейся в ПЗУ. Аналогично обстоит дело и с косинусоидой на выходе второго сумматора.
Таким образом, сигналы на выходах сумматоров условно можно представить в где
Рисунок 14. Структурно-алгоритмическая схема получения квадратурных сигналов.
Чтобы не утомлять читателя, блоки программатора уровней и программатора импульсов рассмотрим кратко.
Программатор уровней поставляет постоянные напряжения и относительно длинные импульсы в различные блоки, большинство из которых уже встречались. Напомним еще раз, какие это сигналы: прежде всего, градиентные импульсы Gx, Gy, Gz; напряжение UF, управляющее частотой смещения; уровень напряжения, определяющий амплитуду огибающей РЧ импульса; напряжение, управляющее коэффициентом усиления МР сигнала и некоторые другие. Уровни и полярность этих сигналов устанавливаются с помощью ЦАП, управляемых цифровыми данными, поступающими из ОЗУ. Данные в ОЗУ засылаются из ЭВМ по мере выполнения программы.
Программатор импульсов отвечает за выполнение команд ЭВМ, передаваемых через контроллер крейта. Как правило, после загрузки команд и данных работа этого блока протекает автономно. Для этого он снабжен собственным генератором тактовых импульсов. В блоке имеются ОЗУ длительностей и счетчик интервалов, ОЗУ команд, счетчик циклов последовательностей, устройство изменения масштаба времени интервалов (мс/мкс), делители частоты.
При разработке этих блоков обычно используют известные решения и стандартные, хорошо зарекомендовавшие себя, микросхемы. Однако на их слишком глубокое внедрение рассчитывать не приходится, так как МР томографы – очень «аналоговые» системы, и кроме того, они не настолько унифицированы, как УЗ сканеры.
Энергетическая установка и система охлаждения играют важную роль в работе МР томографа с резистивным магнитом. В особенно сложных условиях работает источник питания основного магнита. Он должен вырабатывать ток в сотни ампер при очень высокой стабильности (10-6) и малых пульсациях. Поэтому здесь применяется двухконтурное регулирование – в цепи постоянного и переменного тока. Первичным источником, разумеется, является трехфазная сеть. Структурная схема источника питания главного магнита (одна фаза) показана на рис.17.
В качестве датчика тока служит шунтовое сопротивление Rш, включенное в цепь тока главного магнита. Падение напряжения на нем является сигналом обратной связи. Это напряжение поступает на электронный регулятор и на усилитель, где сравнивается с напряжениями эталонных источников. При отклонении тока от заданной величины электронный стабилизатор стремится восстановить его прежнее значение. Кроме того, на выходе усилителя появляется сигнал рассогласования, который воздействует на дроссель насыщения и изменяет его сопротивление переменному току, что тоже способствует стабилизации тока магнита. Подобный способ регулирования нам уже знаком по рентгеновским аппаратам.
Точность стабилизации во многом зависит от шунта. Для исключения влияния помех падение напряжения на нем должно быть достаточно большим – около вольта. Но это означает, что при токе магнита 200 А на шунте будет выделяться мощность около 200 Вт. Сопротивление шунта при этом должно равняться примерно 0,005 Ом. Понятно, что такая большая мощность приведет к выделению значительного тепла, которое нужно отводить. Универсальным средством для охлаждения силовых узлов в МР томографе с резистивным магнитом является вода. Она охлаждает не только обмотку магнита, но попутно и радиаторы силовых полупроводниковых приборов электронного стабилизатора и выпрямителя, а также шунт. Для этого шунт делают в виде коробки, через которую протекает проточная вода (см. рис.17). Благодаря интенсивному охлаждению удается поддерживать постоянство сопротивления шунта.
Кстати, водой охлаждают также шунт, от которого питают корректирующие катушки магнита.
Выпрямительное устройство основного магнита строят по схемам, аналогичным выпрямителям для мощных рентгеновских аппаратов. Отличие состоит в том, что здесь они относительно низковольтные и более нагруженные, так как работают в непрерывном режиме. Поэтому здесь применяют другие типы вентилей, а трансформатор имеет большие габариты.
Для сглаживания пульсаций на выходе выпрямителя включают конденсаторы. Емкость конденсаторов обычно подбирают из расчета 1000 мкФ на 1 ампер. Поэтому при токе магнита 200 А требуется сглаживающая емкость в 200000 мкФ. Эту емкость составляют в виде батареи конденсаторов по 5 – 10 тыс. мкФ. Так как напряжение на входе выпрямителя составляет 210 – 220 В, то габариты конденсаторов и батареи получаются значительными.
Электронный стабилизатор тока обычно строят на транзисторах. Хотя тиристорные стабилизаторы обладают большим КПД, они сильно искажают форму напряжения, которое труднее сглаживать. Но на регулирующих элементах транзисторного стабилизатора выделяются большие потери мощности. Действительно, если принять падение напряжения на регуляторе равным всего 5 В, то при токе магнита 200 А потери мощности будут равны 1000 Вт. Если для надежной работы транзистора принять рассеиваемую на нем мощность равной 30 Вт, то в регуляторе тока придется включить параллельно более 30 транзисторов. Их объединяют в группы по 6 – 8 транзисторов, причем каждая группа размещается на отдельном радиаторе, охлаждаемом проточной водой. Для управления группой используется отдельный буферный усилитель. Структурная схема электронного регулятора тока изображена на рис.18.
Рисунок 18. Электронный регулятор тока главного магнита.
Силовые транзисторы стабилизатора объединяются в группы по 5 – 6 транзисторов, которые размещаются на общем радиаторе, охлаждаемом водой. В эмиттеры транзисторов включены резисторы сопротивлением 0,2 – 0,5 Ом для выравнивания протекающих через них токов. Буферные усилители тока представляют собой составное включение транзисторов.
Несмотря на большое энергопотребление МРТ с резистивными магнитами имеют и определенные достоинства. Благодаря стабилизации тока главного магнита и пропорциональности ему тока компенсирующих катушек можно поддерживать высокую степень однородности основного поля. Кроме того, уставку величины тока главного магнита можно задавать по желанию исследователя и тем самым менять условия для снятия томограмм.
Страницы: 1, 2, 3
