Содержание
1. Постановка задачи
2. Структурный принцип собственной компенсации влияния проходных емкостей
3. Практическое применение принципа собственной компенсации
4. Взаимная компенсация емкостей подложки и нагрузки
5. Структурная оптимизация дифференциальных каскадов
Библиографический список
Создание систем на кристалле связано с решением целого комплекса научных и технических задач. Единство аналоговых и цифровых модулей этих систем предопределяет разработку экономичных аналоговых и аналого-цифровых принципиальных схем достаточно сложных функциональных блоков. Без решения этой центральной, по мнению автора, проблемы потребляемая мощность аналоговых интерфейсов систем на кристалле значительно превысит этот показатель для центральных процессорных элементов. Именно поэтому многообразие архитектурных решений может оказаться невостребованным.
В [6] на уровне сложных функциональных блоков предложен эффективный способ собственной компенсации влияния частоты единичного усиления (f1) усилителей на базовые характеристики и параметры различных аналоговых устройств. Этот результат позволяет использовать экономичные операционные усилители (ОУ). Однако, как показано в [5], влияние скорости нарастания выходного напряжения ОУ на динамический диапазон устройств не уменьшается, а теоретическая неосуществимость полной собственной компенсации влияния указывает на необходимость поиска принципов построения экономичных усилителей с расширенным диапазоном рабочих частот и более высокой скоростью нарастания выходного напряжения.
Для повышения интегральных качественных показателей основное усиление реализуется во входных каскадах. Именно поэтому скорость нарастания выходного напряжения любой схемы () определяется следующим соотношением [3]:
, (1)
где , – частота единичного усиления по петле обратной связи аналогового устройства и напряжение ограничения входного каскада.
Для увеличения и, следовательно, скорости нарастания без изменения во входных каскадах применяют либо полевые транзисторы, либо используют специальные цепи нелинейной коррекции [8]. Однако предельно допустимое для заданной технологии значение скорости нарастания в любом случае определяется граничной частотой каскада максимального усиления. Сложность структуры усилителей приводит к появлению недоминирующих полюсов, что требует для обеспечения устойчивости работы схем с обратной связью применения дополнительных корректирующих конденсаторов (Скорр), поэтому
, (2)
где – потребляемый входным каскадом ток.
Увеличение позволяет уменьшить необходимое значение Скорр и, следовательно, не только повысить скорость нарастания входного напряжения, но и расширить диапазон рабочих частот.
Из теории усилительных каскадов известно, что при >>1
, (3)
где – коэффициент усиления i-го каскада.
При использовании полевых транзисторов
, (4)
где S, Cout, Cк – крутизна, выходная и проходная емкости полевого транзистора.
Для биполярных транзисторов
, (5)
где – сопротивление эмиттерного перехода; – сопротивление области базы, статический коэффициент передачи эмиттерного тока и емкость коллекторного перехода; – граничная частота передачи эмиттерного тока; – общее сопротивление нагрузки.
На любом этапе развития технологии производства микросхем основным (доминирующим) фактором является влияние Ск. Таким образом, увеличение диапазона рабочих частот усилителей связано с созданием высокочастотных биполярных и(или) полевых транзисторов. В первую очередь для этого и ужесточаются технологические нормы их производства. Однако для обеспечения высококачественных малосигнальных параметров, входящих в соотношения (4) и (5), транзисторы должны в любом случае потреблять относительно большую мощность (Iopt, Uopt).
Рис. 1. Зависимость малосигнальных параметров транзисторов от потребляемого тока
Как видно из рис. 1, стремление уменьшить потребляемый в рабочей точке ток приводит к заметному и непропорциональному увеличению и, следовательно, к уменьшению f1 и . Несложно показать, что уменьшение потребляемого тока увеличивает также вклад данного транзистора в собственный шум схемы. Аналогичный вывод характерен и для рабочего напряжения транзистора. Таким образом, по аналогии с [6] необходимо вскрыть топологические принципы компенсации влияния емкости коллекторного перехода и(или) проходной емкости полевого транзистора на диапазон рабочих частот усилителей.
Для получения фундаментальных соотношений и качественных выводов в соответствии с методикой [6] рассмотрим основные свойства обобщенной структуры (рис. 2), которая поглощает любые электронные устройства, построенные на полевых и(или) биполярных транзисторах.
Рис. 2. Обобщенная структура электронных усилителей
Эта структура характеризуется следующей векторной системой уравнений
, (6)
,
Смысл векторов , , , , , и матриц , , , , их структура поясняется табл. 1.
Таблица 1
Физический смысл КЧС
Матрица,
вектор
Размерность
Физический смысл компонент
(передача КЧС)
Передача с выхода i-го каскада (i-й транзистор) к базе (затвору) j-го транзистора
Передача с выхода i-го каскада (i-й транзистор) к эмиттеру (истоку) j-го транзистора
Передача от источника сигнала к эмиттеру (истоку) i-го транзистора
Передача от источника сигнала к базе (затвору) i-го транзистора
Передача с выхода i-го каскада к нагрузке
При определении частных передач, указанных в табл. 1, необходимо учитывать входные и выходные сопротивления соответствующих каскадов. Влияние транзисторов описывается диагональными матрицами
, (7)
размерностью , компоненты которых являются передаточными функциями каскадов с общим эмиттером или общим истоком и каскадов с общей базой (общим коллектором) или общим затвором (общим стоком) .
Учитывая, что
,, (8)
из системы (6) получим передаточную функцию электронного устройства
, (9)
где , .
Следовательно, коэффициент усиления любого идеализированного электронного устройства K0 определяется из соотношения
. (10)
Указанные в таблице передачи пассивной части системы для неизбирательных усилителей относятся к цепям межкаскадной связи. Эти цепи являются делителями, образованными выходным сопротивлением i-го каскада и входным сопротивлением (i+1)-го каскада. Используя метод пополнения при определении обратной матрицы, получим
, (11)
где Ki – коэффициент передачи устройства на выходе i-го каскада; Hi – коэффициент передачи устройства при подаче сигнала на эмиттер (исток) i-го транзистора.
Эти локальные передачи определяются соотношениями
, (12)
, (13)
. (14)
Здесь векторы i , имеют одну единицу на i-й позиции.
Из соотношений (10), (11), (12) следует векторный сигнальный граф (рис. 3), отображающий топологию влияния постоянной времени i-го транзистора (вектор wi отсутствует).
Рис. 3. Векторный сигнальный граф электронной системы при влиянии емкостей i-го транзистора
Согласно методике [6] введем вектор
, (15)
действие которого направлено на изменение не только Нi, но и . После несложных преобразований [6] получим
, (16)
причем
, (17)
. (18)
Подстановка (17), (18), (13), (14), (15) в (16) показывает, что применение дополнительной обратной связи, связывающей вход i-го транзистора с дополнительным входом схемы (компонента вектора Wi), приводит к следующему результату:
. (19)
Следовательно, постоянная времени (5) или (4), зависящая от технологии изготовления транзисторов и режима их работы, уменьшается на величину . Именно это и создает возможность выбора экономичного режима работы или применения более мягких технологических норм.
Таким образом, указанная на сигнальном графе дополнительная компенсирующая обратная связь является достаточной для уменьшения влияния емкостей как биполярных, так и полевых транзисторов. Из этого же графа (рис. 3) видно, что вектор является единственным истоком обобщенной структуры, и поэтому такая обратная связь является един-ственной.
Основной неформализованной задачей построения принципиальных схем различных по своему функциональному назначению усилителей является согласование режимов основного транзистора и компонентов, обеспечивающих реализацию компенсирующей цепи обратной связи. В этом и должен проявляться опыт инженера, минимизирующий число альтернативных вариантов. Продемонстрируем это на конкретном примере.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6
