Напруга конденсатора С2 надходить на вхід, що інвертує, компаратора DA3 і рівняється з порівняльним значенням. Доти поки на конденсаторі буде напруга на виході компаратора буде 0. Дана напруга відображає кут регулювання.
Позитивний імпульс вихідної напруги компаратора через обмежуючий резистор R7 надходить у ланцюг бази транзистора VТ3, що виконує функцію вихідного підсилювача потужності. При відмиканні транзистора в його колекторному ланцюзі протікає імпульс керуючого струму з амплітудою Iу0 , під дією якого світлодіод оптрона випромінює світловий імпульс і переводить силовий тиристор фази А у включений стан. Для обмеження амплітуди керуючого струмі включається резистор R9. В інтервалі часу, коли вихідна напруга компаратора негативно, транзистор VT3 закритий.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється ланцюгом зворотного зв'язка, що складає з вимірювального елемента, джерела опорного (еталонного) напружена й підсилювача зворотного зв'язка. Функцію вимірювального елемента в схемі виконує дільник напруги R14, R15, R16, підключений до вихідних клем випрямляча. Частина вихідної напруги, що знімається з нижнього плеча дільника, рівняється з еталонною напругою опорного стабілітрона VD3 .
Необхідний струм стабілізації встановлюється резистором R17. Різниця між вихідною й еталонною напругою підсилюється підсилювачем зворотного зв'язка (мікросхема DA4) надходить через транзистор VТ1 на конденсатор С2, а також на входи компараторів каналів формування імпульсів фаз B і С.
Необхідний коефіцієнт підсилення ПЗЗ установлюється резисторами R11, R12. При зміні напруги на навантаженні під дією дестабілізуючих факторів, наприклад при його збільшенні, напруга на не вході, що інвертує, ПЗЗ зростає. Це приведе до збільшення напруги на його виході, внаслідок чого конденсатор С2 буде довше розряджатися, тобто кут α буде зростати. У результаті вихідна напруга зменшиться майже до первісної. При зменшенні напруги на навантаженні (наприклад, внаслідок зменшення напруги в мережі або збільшення струму навантаження) напруга на виході ПЗЗ зростає й кут керування α зменшується.
Рис.1.6.
2. Розрахунок силової частини
Трифазна схема Ларіонова зображена на рис. 2.1.
Вихідні дані:
f =50 Гц;
UC =220 B;
δUC = +/-10% B;
UH =36 B;
δUH= +/-1% B;
ΔUH= +/-10% B;
Кп = 2%;
Рн = 2000 Вт;
Рн хв = 200 Вт.
Рис. 2.1.
Розрахунок граничних значень випрямленої напруги й мережного:
B;
B.
Розрахунок діапазону регулювання випрямляча:
Дана схема трифазного випрямляча буде працювати в режимі безперервного струму навантаження й позитивного выпрямленного напруги, при цьому кут регулювання змінюється в межах .
Регулювальна характеристика описується вираженням:
Задаємося мінімальним кутом регулювання .
Визначаємо при й :
Коефіцієнти зміни живлячої напруги (Е1=UC):
;
.
Номінальна й максимальна фазна напруга на вторинній обмотці:
Максимальний кут регулювання :
Діапазон регулювання .
Розрахунок і підбор вентилів:
Середній струм тиристорів випрямляча:
А;
Діюче значення струму тиристорів:
Зворотна напруга на вентилях випрямляча:
В.
Тиристори: ТЕ 132-40-3 з параметрами: максимальний середній струм А; струм керування мА; максимальний струм керування А; максимальна зворотна напруга В; максимальне спадання напруги у відкритому стані В; діапазон робочої температури С.
Розрахунок LC- фільтра.
Для розрахунку фільтра необхідно знайти значення коефіцієнта пульсацій по першої гармоніки:
Де mn= 1-1- число пульсацій, q = 1-1- № гармоніки.
Розрахуємо значення індуктивності L:
Добутку LC:
; де ;
Розрахунок значення ємності конденсатора З:
Вибираємо електролітичний конденсатор фірми Panasonic ECOSIAA394DA.
Розрахунок дроселя L:
Початкові умови:
L= 160 мкГн;
f= 300 Гц;
Ід=62А;
Сердечник стрічковий броньового типу. Магнітопровід зі сталі З423 з товщиною стрічки 0,15мм. Індукція Вm = про,9 Тл.
Розрахунок ведемо за методикою, викладеної в книзі Мелешина В.И. "Транзисторна перетворювальна техніка". З таблиці для даного типу сердечника й магнітопроводу записуємо значення Kj = 366 А/див2 і в = -0,12.
Діюча напруга на обмотці:
В;
Добуток ScSo при коефіцієнті заповнення вікна Ки = 0,4:
см4;
З довідника вибирається сердечник ШЛ 12*25 з параметрами:
а = 12, в = 25, з=12, h = 30 мм, So = 3,6 див2 , ScSo = 10,8 див4 , lc = 10,2 див, активний перетин сердечника ScKc =2,42 див2, ScKcSo = 8,712 див4.
Число витків дроселя:
Знаходження повітряного зазору:
мм.
Коефіцієнт витріщання магнітного потоку в зазорі:
Уточнення необхідного числа витків:
Визначення щільність струму:
А/мм2.
Розрахунок перетину проведення:
мм2.
Вибираємо проведення ПЭТВ перетином 2,217 мм2 і з питомим опором 0,00791.
Розрахунок опору дроселя:
Ом.
Розрахунок трансформатора.
Коефіцієнт трансформації:
Габаритна потужність трансформатора:
ВА.
Тип магнітопроводу: ТЛ25х40.
Активний опір трансформатора й індуктивність розсіювання обмоток трансформатора:
де — щільність струму в обмотках трансформатора, А/мм2;
— амплітуда магнітної індукції, Т.
Визначаємо , : А/мм2, Т.
Визначаємо , :
Ом;
Гн.
Визначимо :
Максимальне значення струмів первинної й вторинної обмоток трансформатора:
А.
3. Розрахунок системи керування
Напругу Uac обираємо рівною 10В. Для того, щоб струм на вході операційного підсилювача був 10мА обираємо резистори R1, R2 по 0,5 кОм кожний. Діоди вибираємо ВА607, що відповідають схемному рішенню. Операційний підсилювач обираємо МС34063.
Розрахунок RC-ланки:
Час імпульсу встановлюємо 10мкс, номінал резистора =5кОм, тоді ємність конденсатора обчислюється:
нФ.
Польовий транзистор VT1 вибираємо IRML2402.
Конденсатор С2 повинен розрядитись за 0,47 мс струмом джерела струму в 0,1 мА визначається за формулою:
Розрахунок резисторів R4 ,R5 ,R6:
Обираємо напругу на резисторі R4 рівною 1 В, кОмж
Обираємо напругу на резисторі R6 рівною 1 В, опір R6 = 1 кОм, тоді R5= 1 1кОм.
Розрахунок резисторів R7 ,R8:
Резистори R7 ,R8 повинні забезпечити рівень компорирування на половини напруги живлення, їх номінали однакові, по 10кОм.
Розрахунок підсилювача на біполярному транзисторі VT3:
Біполярний транзистор VT3 вибираємо ВС848.
Резистор
кОм.
Розрахунок підсилювача сигналу помилки:
Коефіцієнт підсилення обираємо рівним 20.
R11= 100 кОм, R12 = 20* R11=2 МОм, R13= R11= 100 кОм
Розрахунок формувача опорної напруги:
Напруга на R16:
Задаємося В, R16= 5 кОм, тоді R14= 31 кОм, а R15= 0,1R16= 500 Ом,
Конденсатор С3 обираємо 0,22 мкФ.
Діаграми роботи системи керування (для одного вентиля) зображено на рис. 3.1.
Рис. 3.1.
4. Моделювання перехідного процесу
Для моделювання процесів в схемі, ми маємо скласти диференційні рівняння, що описують роботу схеми. Перед тим як скласти систему рівнянь необхідно зобразити схему заміщення і обумовити спрощення моделей елементів. Всі ветилі мають однакові параметри та однаковий опір у відкритому стані, дросель замінюється індуктивністю та послідовно під’єднаним опором, напруга на всіх обмотках трансформатора однакова, лише зміщена по фазі, враховується опір обмоток, опір конденсатора не враховуємо.
Схема заміщення зображена на рис.4.1.
Рис.4.1.
Оскільки форма напруги періодична то достатньо дослідити лише два відрізки часу коли відкритими є два вентильних елемента протягом . Періодом Т будемо вважати сусідні моменти природної комутації. Кут керування обираємо номінальний . Для зручності перейдемо в області часу, кут замінимо на с и в радіани .
Протягом періоду Т структура схеми заміщення не міняється, змінюється лише напруга U.
Система диференційних рівнянь має наступній вигляд:
В залежності від інтервалу напруга U буде рівною:
, .
Отриману систему рівнянь використаємо при моделюванні перехідних процесів у схемі. Моделювання будемо здійснювати за допомогою програми MathLab 7.5. Блок-схема програми моделювання перехідних процесів у схемі наведено у Додатку №1.
В результаті моделювання були отримані графіки струму індуктивності, напруги на ємності, випрямленої напруги та основних напруг системи керування: ГПН та сигналу помилки.
Графік перехідного процесу показано на рис. 4.2.
Рис. 4.2.
Більш детально графіки в момент пуску та для усталеного режиму показано на рис. 4.3 та 4.4 відповідно.
Рис. 4.3.
Рис. 4.4.
5. Дослідження стійкості
Дослідження стійкості будь-якої системи можна розбити на етапи:
1. Складання рівнянь на окремих інтервалах роботи;
2. Об’єднання отриманих рівнянь;
3. Лінеаризація рівнянь відносно однієї із змінних стану;
4. Знаходження розв’язку усталеного режиму;
5. Дослідження стійкості по характеристичному рівнянню.
Рівняння для кожного інтервалу роботи схеми ми знайшли в попередньому пункті, при досліджені перехідного процесу:
Для зручності написання систем об’єднаємо послідовно підключені опори Ом.
1. ;
2. .
Систему керування можна описати наступною системою рівнянь:
,
де, - сигнал помилки, - вихідна напруга, - опорна напруга, - сигнал зворотнього зв’язку, - коефіцієнт підсилення , - функція, що приймає значення 1 при високому рівні на виході СК, а 0 – при низькому.
Використаємо для того, щоб об’єднати системи рівнянь для двох інтервалів роботи схеми.
Представимо отриману систему рівнянь у матричній формі:
де
, ,.
Лінеаризуємо отриману систему в "малому". Знайдем диференціали по змінним стану від правої і лівої частин системи. Ввівши позначення , , отримаємо рівняння
де ,,.
Оскільки матриця не залежить від змінних стану та , то .
де – -функція Дірака.
Використаємо наступну властивість -функції
, ,
оскільки , то можемо записати:
Використовуючи властивість -функції , визначимо значення добутку:
Оскільки
то ;
де матриця S має вигляд:
Визначимо матриці А1 та А2:
Знайдемо розв’язок рівняння на інтервалі постоянства структури з використанням неперервного перетворення Лапласа на інтервалі .
,де .
Застосуємо неперервне перетворення Лапласа до лівої і правої частини рівняня:
Рішаючи отримане матричне рівняння отримаємо:
, де – зворотня матриця;
,.
Для переходу в часову область використаємо зворотнє перетворення Лапласа, в результаті чого отримаємо:
де .
Знайдемо розв’язок рівняння на інтервалі постоянства структури з використанням неперервного перетворення Лапласа на інтервалі :
де – зворотня матриця.
Підставимо в рівняння для інтервалу значення часу , а в рівняння для інтервалу – значення часу , після чого підставимо перше рівння у друге:
Отримане рівняння визначає стійкість у "малому" початкової нелінійної системи в околі установившогося режиму .
Застосуємо дискретне перетворення Лапласа до отриманого рівняння:
де – дискретне зображення Лапласа ; – початкове значення вектору : . Перетворивши отримане рівняння отримаємо:
В результаті відкриття визначника , знаходимо характеристичний многочлен:
Зробимо заміну змінних ;
Корені даного рівняння знаходяться в середині кола одиничного радіуса і тому можна зробити висновок, що дана схема являється стійкою.
6. Висновки
У даній курсовій роботі був виконаний розрахунок перехідного процесу, що виникає при включенні пристрою, і стійкості в "малому" сталому режимі, на прикладі трьохфазного мостового випрямляча із ШІМ першого роду. При виконанні курсової роботи була спроектована принципова схема пристрою. Схему такого випрямляча можна віднести до схем зі постійною структурою й аналізувати неї на інтервалах роботи, де змінюється напруга.. Для розрахунку перехідного процесу були складені диференціальні рівняння й по них побудовані графіки, елементи силової частини при цьому замінялися їхніми ідеалізованими моделями. Також був проведений розрахунок стійкості системи, що показав, що дана система є стійкою.
7. Література
1. Г.С. Найвельт и др. "Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. Справочник". М.: Радио и связь, 1985
2. Перетворювальна техніка. Частина 1: Підручник./ В. С. Руденко, В. Я. Ромашко, В. Г. Морозов. – К.: ІСДО, 1996.– 262 с.
3. Замкнутые системы преобразования электрической энергии. Под ред. Д-ра техн. наук В.Я. Жуйкова. – Киев, "Техника", 1989.
4. Методические указания к курсовой работе по курсу "Преобразовательная техника" для студентов специальности "Промышленная электроника" всех форм обучения. Сост.: В. С. Руденко, В. Г. Морозов, В. Я. Ромашко. – Киев: КПИ, 1984. – 56с.
Додаток 1.
Додаток 2.
function main;
Rv1=37*10^(-3);
Rv2=Rv1;
Rdr=80*10^(-3);
Rd=0.648;
Ld=160*10^(-6);
C=39*10^(-3);
E=20*sqrt(6);
U0=0;
I0=0;
t=0;
K=-3500;
U_start=0;
Kfb=20;
Pi=3.1415;
L=Pi/7;
s=0;
Z=0;
Y=[0, 0];
PhaseShift=2*Pi/3;
Ufb=0;
Uref=5;
D=0;
Dx=0;
Dt=0;
Dtx=0;
O=0;
P=0;
w=2*Pi*300;
for f=1:100
U_start=(Y(end,2)*5/36-Uref)*Kfb;
if (U_start<0)
end
Dtx(1)=0;
Dtx(2)=-U_start/K;
if (Dtx(2)>((Pi/3)/w))
Dtx(2)=(Pi/3)/w;
Dx(1)=U_start;
Dx(2)=K*Dtx(2)+U_start;
Y0=[Y(end,1),Y(end,2)];
[s,Z]=ode113(@F_first, [0 (Dtx(2)+10^-8)], Y0);
s=s+t(length(t));
Y=[Y;Z];
t=[t;s];
n=0;
Ox=0;
Px=0;
for x=0:0.000001:Dtx(2)+10^-8
n=n+1;
Ox(n)=E*sin(w*x+PhaseShift);
Px(n)=x;
Px=Px+P(length(P));
P=[P, Px];
O=[O, Ox];
PhaseShift=PhaseShift-Pi/3;
PhaseShift=PhaseShift+(Dtx(2)+10^-8)*w;
Dtx(3)=(Pi/3)/w;
Dx(3)=0;
[s,Z]=ode113(@F_first, [0 (Dtx(3)-Dtx(2))+10^-8], Y0);
for x=0:0.000001:(Dtx(3)-Dtx(2))
PhaseShift=PhaseShift+(Dtx(3)-Dtx(2))*w;
Dtx=Dtx+Dt(length(Dt));
D=[D, Dx];
Dt=[Dt, Dtx];
for x=1:length(t)
Ufb(x)=(Y(x, 2)*5/36-Uref)*Kfb;
if (Ufb(x)<0)
Ufb(x)=0;
I=Y;
I(:, 2)=[];
subplot(4,1,1);
plot(t,I);
xlabel('t(s)');
ylabel('I(A)');
title('Inductor Current (A)');
hold on;
I(:, 1)=[];
subplot(4,1,2);
title('Output Voltage (V)');
ylabel('U(V)');
subplot(4,1,3);
plot(P,O);
title('Secondary Winding Voltage (V)');
subplot(4,1,4);
plot(t,Ufb);
plot(Dt, D);
title('Ufb (V)');
function G = F_first(t, y)
Ud=E*sin(w*t+PhaseShift);
G=[-1/Ld*(-Ud+y(1)*(Rv1+Rv2+Rdr)+y(2)); 1/C*(y(1)-y(2)/Rd)];
Страницы: 1, 2
