Технические характеристики усилителя:
Номинальная выходная мощность 55 Вт
Коэффициент гармоник 0,02
Полоса рабочих частот 20-50 000 Гц
Отношение сигнал-шум 89 дБ
Напряжение питания ±36 В
Ток покоя 100 мА
Одной из особенностей данного усилителя мощности является его питание от двухполярного источника. Это позволяет включить нагрузку между выходов усилителя и общим проводом без переходного конденсатора. Другая особенность состоит в применении входного балансного дифференциального каскада, обладающего хорошей термостабильностью.
Рис.4 УМЗЧ с балансным дифференциальным входным каскадом .
Усилитель состоит из входного каскада (транзисторы VT1, VT2}, каскада усиления напряжения (VT3), выходного (VT4-VT7), элементов защиты выходных транзисторов (VD3-VD6). Входной каскад выполнен по схеме дифференциального каскада с несимметричным выходом. Входной сигнал поступает на базу транзистора VT1 через разделительный конденсатор С1. Сигнал ООС подается с выхода через резистор R6 на базу транзистора VT2. Дифференциальный каскад сравнивает выходное напряжение с нулевым напряжением общего провода, и если по каким-либо причинам постоянное напряжение на выходе усилителя станет отличным от нуля, сигнал рассогласования с выхода дифференциального каскада поступает на выходной каскад, обеспечивая тем самым нулевое напряжение на выходе усилителя. С выхода дифференциального каскада сигнал поступает на усилитель напряжения и через резистор Д7 на выходной каскад. Выходной каскад выполнен на составных комплементарных транзисторах VT4, VT6 и VT5, VT7, обладающих большим входным и весьма малым выходным сопротивлениями. Диоды VD1 и VD2 создают начальное смещение выходного каскада и обеспечивают температурную стабилизацию тока покоя выходных транзисторов. Через конденсатор вольтдобавки С5 подключается ПОС в цель коллекторной нагрузки транзистора VT3, обеспечивая тем самым получение максимального размаха выходного напряжения. Диоды VD3, VD4 и VD5, VD6 защищают выходные транзисторы, шунтируя в случае перегрузки, переходы транзисторов. Элементы СЗ, С6, R.14, C7, L1 предотвращают самовозбуждение усилителя на высоких частотах. Для температурной стабилизации тока покоя выходных транзисторов диоды VD1 и VD2 устанавливают на общий с транзисторами VT6 VT7 теплоотвод. Катушка L1 намотана на резисторе R15 (МЛТ-2) и содержит 25 витков провода ПЭВ-2 0,8. Резисторы R12 и R13 изготовлены из высокоомного провода (манганин, константан).
На базе данной схемы в проекте будет рассчитан усилитель мощности для данных заданием параметров.
2.Расчёт бестрансформаторного усилителя мощности
2.1 Расчёт общих величин усилителя
Принимаем для усилителя мощности класса АВ коэффициент использования напряжения равный 0,8 т.е.
Uвых / Uвхус (1)
Транзисторы в плечах усилителя включены по схеме эмиттерного повторителя, значит коэффициент усиления напряжения КU<1.
Принимаем предварительно КU=1, тогда выходное напряжение будет:
Uвых = Uвх =1В (2)
Из формулы для расчёта выходной мощности :
Р = U2 вых / RH = 12/4 = 0,25 Вт << PH (3)
Следовательно, входной сигнал должен быть усилен до напряжения с амплитудой:
Uвхус= (4)
Исходя из этого принимаем двухполярное напряжение питания всего усилителя мощности Е = 13В.
Требуемая амплитуда выходного сигнала:
Uвых = Uвхус = 11,2*0,8=9 В, тогда
Рвых = Uвых 2 / (2 RH) = 92 / 8 = 10 Вт
Коэффициент усиления предварительного входного усилителя должен быть:
Квх = Uвхус / Uвх = 11,2 / 1 =11,2 (5)
Т.к. выходной каскад усилителя питается от двухполярного источника питания +13 и -13В, имеет достаточно большой коэффициент усиления и малую частоту нижнего порога усиления, то выбираем в качестве входного усилительного каскада дифференциальный усилитель. Дифференциальный усилитель отличается повышенным коэффициентом усиления в отличие от каскада с ОЭ. Усилитель состоит из двух каскадов – входного , дифференциального, и выходного усилителя мощности класса АВ на комплементарных транзисторах.
2.2 Расчёт дифференциального усилителя
Режим покоя
Рис. 5. Дифференциальный усилитель в режиме покоя.
На рис.5 показан ДУ на транзисторах Q1 и Q4, ток которого задаёт токовое зеркало на транзисторах Q2 и Q3. В ДУ принимаем транзисторы n-p-n типа BD 139 , которые имеют следующие параметры:
UКэmax = 220B; IKmax = 1A; Pном = 15Вт, h21э =124, fmax=1.5MГц , .
Принимаем сопротивления коллекторов ДУ R2 и R3 исходя из условия:
R2 =R3 >>2E / IKmax
Или R2 =R3 >>26 / 0,15=173 Ом
Принимаем сопротивления коллекторов ДУ R2 и R3 равными 1,5кОм.
Для распределения падений напряжений на ДУ справедливо равенство:
2Е = UR2,3 + UQ1,4 + UQ3 (6)
Для баланса напряжения на выходе усилителя и отсутствия нелинейных искажений необходимо чтобы падения напряжений относительно, открывающих транзисторы +13В были:
UR2,3 =E=13 B также UБQ1,4> Uвхус=11.2 B .
Иначе в сумме напряжение между +13 и базой Q1 ,будет:
Uc = 13+11.2 = 24.2 B (7)
Теперь определим ток покоя коллекторов ДУ:
IR2,3 = UR2,3 / R2= 13/ 1500 = 8,7мА (8)
Ток покоя баз транзисторов ДУ:
IБQ1,4 = IR2,3 / h21э = 8,7 / 124 = 0,07мА (9)
Тогда ток токового зеркала будет:
I3 = 2 IR2,3+ 2 IБQ1,4 = 2*8.7+2*0,07 = 17.54мA (10)
Определим задающее сопротивление зеркала – R4:
R4 = 2E/ I3 = 26 / 0.01754 = 1480 Ом (11)
Принимаем 1,2 кОм и подстроечное на 500 Ом
Из (6) получим, что падение напряжения на транзисторе Q3 UQ3<1.8B и равно:
UQ3 = 1,8- UБЭQ1,4 = 1.8-0.7 = 1.1B (12)
Где UБЭQ1,4 = 0,7 В – падение напряжения на переходе база-эмиттер кремниевых транзисторов.
Определим сопротивления цепи баз ДУ R5 и R6 по формуле, выведенной из расчёта коэффициента усиления ДУ:
(13)
Принимаем R5 = R6 = 6800 Ом и дополнительное сопротивление равное сопротивлению источника R1(источника)=R11=100Ом.
Для зеркала тока принимаем транзисторы n-p-n типа 2n3393 , которые менее мощные (средней мощности) и имеют следующие параметры:
UКэmax = 37B; IKmax = 100мA; Pном = 3Вт, h21э =150, fmax=1MГц
Для стабилизации коэффициента усиления ДУ с помощью делителей на резисторах R7=R8 , R9=R10 и сопротивления транзистора, в цепи эмиттеров ДУ, равного RЭ= UQ3 / I3 = 1,1/0,01754 =63Ом осуществляется отрицательная обратная связь ООС. Из (7) известно падение напряжения на резисторах R7и R8 - Uc=24.2B , а на R9 и R10 из формул (6) и (12) вытекает, что U9,10 = 2E - Uc=1,8В
По условия независимости тока делителя от тока базы покоя ДУ (9) надо соблюсти:
IД>> IБQ1,4 (14)
В работе принимаем IД =0,242мА, тогда сопротивления будут равны:
R7=R8 = Uc / IД = 24.2 /0.000242 = 100 кОм (15)
Ток через резисторы R9 и R10 по первому закону Кирхгофа равен:
I9,10 = IД - IБQ1,4 = 0.242 – 0.07 =0.172 мА (16)
R9 = R10= U9,10 / I9,10 = 1,8 / 0,172 =10465 Ом (17)
Принимаем ближайшее стандартное значение R9 = R10= 10кОм.
Определим ёмкость разделительных кондесаторов С1 и С2 определяющих нижнюю частоту усиления УМЗЧ. Для этого найдем круговую частоту:
н=2fн = 6,28*60 =376,8 рад / с
Откуда
С1 = С2=1/ ( н*(R6+R11)) = 1 / (376.8*6900) = 0.384 мкФ (18)
Принимаем ближайшее стандартное значение С1 = С2=0,39мкФ.
2.3 Расчёт выходного усилителя мощности
Для работы выходного усилителя мощности в режиме АВ используем цепь смещения на диодах D1-D6 и сопротивлениях R13, R14. Диоды типа 1n3879 с максимальным обратным напряжением – 75В.
Выходное сопротивление ДУ примерно равно:
RвыхДУ = R3 + Rэ*h21Э= 1500 + 63*124 = 9312 Ом (19)
Для нормальной работы усилителя и повышения его КПД необходимо, чтобы параметр его транзисторов h21Э удовлетворял неравенству:
h21Э >> RвыхДУ / RH или h21Э >> 9312/4 = 2328 (20)
Максимальный ток коллектора должен быть:
Iк > Uвых / RH т.е. Iк > 9 / 4 = 2,25А (21)
Максимальное напряжение транзисторов:
UКЭ > Uвых = 9B (22)
Т.к. требуемый параметр h21Э очень велик, то выбираем транзисторы соединённые по схеме Дарлингтона с одинаковым значением h21Э = 500 большой мощности средней частоты fмах = 0,5МГц фирмы Zetex
– n-p-n тип ZTX 869 c UКэmax = 40B; Ikmax = 7A;
– p-n-p тип ZTX 968 c UКэmax = 20B; Ikmax = 10A.
Общий коэффициент передачи тока базы в схеме ОЭ для схемы Дарлингтона определится как произведение каждого из двух:
h21Эдар = 500*500 =250000 >> h21Э = 2328
Падение напряжения на прямосмещённом диоде этого типа 0,65В на 3 диодах, следовательно, будет 1,95 В и подбором сопротивлений R14=R13 в режиме покоя необходимо добиться этого. Итак, принимаем R14=R13=30кОм рис.6
Рис.6 Подбор сопротивлений смещения R13=R14=30 кОм в режиме покоя.
Далее для ограничения верхней частоты усиления вводим элементы в цепь нагрузки (R12) – это конденсатор С3 и резистор R17.
Принимаем R17=0,25Ом, чтобы слабо влияло на амплитуду выходного напряжения, тогда емкость определим по формуле:
С3 = (R12+R17)/(2f R12 R17) = (4+0.25) / (6.28*14000*4*0.25) =48.3 мкФ (23)
Принимаем ближайшее стандартное значение С3 = 47мкФ – 16В.
Проанализируем полученную схему в программе Multisim.
Рис.7 Виртуальные осциллограммы входного (синяя) и выходного (чёрная) сигналов УМЗЧ, а также его ЛАЧХ.
Из выходной осциллограммы видно, что форма её повторяет входную синусойду и максимальное напряжение приближено к требуемым 9В. По ЛАЧХ видно, что на верхней частоте 14кГц, как требуется, коэффициент усиления уменьшается на 3дБ. Далее для узла выходного (OUT) 26 по виртуальной модели выполним анализ Фурье, из которого определим коэффициент гармоник выходного напряжения в полосе пропускания 1кГц.
Рис.8 Результаты анализа Фурье для 5 гармоник на частоте 1кГц.
Анализ Фурье показал, что коэффициент гармоник 0,95% , что удовлетворяет поставленным в проекте условиям.
Ниже приведена схема спроектированного усилителя.
Рис.9 Схема электрическая принципиальная спроектированного УМЗЧ.
1. В.В. Богданов. Расчет усилительных схем на дискретных элементах: Методические указания. - Пенза, 1991. -18 с.
2. Н.И. Чистяков. Справочник радиолюбителя - конструктора. - Москва, 1983. - 560 с.
3. Горюнов Н.Н., Клейман А.Ю., Комков Н.Н. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам. - Москва, 1976. -744 с.
Страницы: 1, 2
