Перевагою імпульсних методів керування є те, що, перш за все, надлишок енергії тут просто не береться від джерела живлення (а не гаситься на баластному елементі, як, наприклад, у компенсаційному стабілізаторі). Це в ідеалі (якщо вважати елементи регулятора такими, що не мають, наприклад, опору) за принципом побудови регулятора обумовлює величину ККД у 100 відсотках.

Завданням СІФК є генерація імпульсів керування необхідної амплітуди, тривалості і форми, розподіл їх по відповідних вентилях і визначення моменту подачі цих імпульсів відносно переходу змінної напруги через нуль.

СІФК повинна відповідати наступним вимогам:

1)                 забезпечувати достатню для вмикання тиристорів амплітуду напруги і струму імпульсів керування – (10...20) В, (20...2000) мА;

2)                 забезпечувати високу крутизну фронтів імпульсів – (150...200) В/ел. градус;

3)                 забезпечувати регулювання величини кута α у загальному діапазоні з необхідною точністю;

4)                 забезпечувати симетрію імпульсів керування по фазах випрямляча;

5)                 забезпечувати достатню для надійного вмикання тиристорів тривалість імпульсів керування – взагалі їх тривалість може складати (π-α), але це не економічно-достатньо, щоб вона була такою, коли струм через тиристор за час дії імпульсу перевищує величину струму утримання;

6)                 мати високу завадостійкість.

1.2.1 Розрахунок вихідного каскаду

Для забезпечення захисту тиристора від зворотної напруги на керуючому електроді, паралельно керуючому електроду ставимо діод КД212Г, що забезпечує проходження струму не меншого, ніж струм керуючого електроду 0,3А. Він має параметри:

Iпр.max=1А;Uпр.=1,2В; Uзв.max=100В; Iзв.max=0,1мА.

Оскільки напруга керуючого електроду тиристора і напруга захисного діода VD3 різні, введемо в схему обмежуючий резистор послідовно з вторинною обмоткою трансформатора вихідного каскаду, що дозволить вирівняти напругу на виході трансформатора. Задамо, щоб падіння напруги на обмежуючому резисторі дорівнювало двом третім напруги керування,де Umир.=3 В при струмі керуючого електроду Іm=0,3 А. Тоді вихідна напруга трансформатора становитиме

Um = Umир.· 5/3=3·5/3=5В

Опір обмежуючого резистора

Rобм = (Um – Umир.) /Im = (5-3)/0,3=6,66 Ом

Із номінального ряду опорів вибираємо 6,8 Ом. Для забезпечення формування короткого імпульсу виберемо транзисторний насичений ключ з трансформаторним виходом (рис.5).

Задаємось напругою живлення каскаду Еk = 25В.

Для забезпечення якомога, більшого коефіцієнта підсилення, частотного діапазону для формування переднього фронту імпульсу, а також допустимих напруги та струму на навантаженні попередньо виберемо транзистор КТ972А з параметрами:

Ukе доп. > 2∙ Ek

Іk доп. = 4 А; Ukе доп. = 65 В; Ів mах = 0,5 А;fа = 20МГц;

rв= 3 Ом; rе = 0,08 Ом; rk=730 кОм; = 750; Ukе п. = 1,5 В.

Рис.5. Транзисторний насичений ключ з трансформаторним виходом

Звідси коефіцієнт підсилення:

=/(+ 1) = 750/(750 + 1) = 0,9986.

n = Um /Еk = 5/25 0,2.

Колекторний струм насичення

Ik нас. = Іm ∙ n = 0,3∙ 0,2 = 0,06 А.

Максимальні струми та напруги в схемі виберемо з коефіцієнтом запасу Кzi=Кzи=0,8.

Звідси Іk mах = Кzі∙ Ik доп.= 0,8∙ 4 = 3,2 А

Опір навантаження, перерахований до первинної обмотки трансформатора при дії напруги додатньої полярності

Rн = Um/Іm∙ n2 = 5/(0,3∙ 0,2 2) = 416,66 Ом.

Індуктивність намагнічування трансформатора вибираємо такою, щоб максимальний колекторний струм Ik mах в імпульсі не перевищував допустимого значення:

Lmin=(Ek/(Ik max-(Ek/Rн))) ∙ t

Lmin=(25/(3,2-(25/416,66))) ∙4∙10-6 = 3,185 ∙10-5 Гн

Для конструктивного розрахунку вибираємо значення індуктивності 33мкГн. Знаходимо максимальний струм намагнічування

jmax=(Ek /L) ∙t= (25/0,000033) ∙4∙ 10-6 = 3,03 A

Звідси максимальний струм I mn з урахуванням колекторного струму насичення

Іmn =jmах +Іk нас = 3,03 +0,06 =3,09 А.

Струм бази насичення Іб нас. = Іmn / = 3,09 / 750 = 4,12 мА.

Відповідна напруга насичення Uбе н становить 0,9 В.

Величину допустимого викиду напруги знаходимо з урахуванням коефіцієнта завантаження за напругою Кzи.

Umd=Uke max – Ek= Kzu∙ Uke доп- Ek = 0,8∙65- 25 =27 В.

Знаходимо еквівалентне значення шунтуючого резистора

Rш екв=Umd /0,74∙ jmах = 27/ 0,74 ∙3,03 =12,04 Ом.

Враховуючи, що при закриванні транзистора, напруга на вторинній обмотці трансформатора має зворотню полярність, то навантаження в цей момент шунтується діодом. Задаючись напругою на відкритому діоді Ud =1,2B, знаходимо при цьому струм вторинної обмотки трансформатора, який рівняється також струму діода:

Im = (Um -Ud)/R = (5- 1,2)/6,8 = 0,558 А.

Перевіряємо умову неперевершення знайденого струму максимального струму діода. Умова виконується.

Знаходимо перерахований опір до первинної обмотки трансформатора:

Rнп =Um/Im ∙n2 = 5/0,558 ∙ 0,2 2 = 224 Ом.

Реальне значення шунта, що підключається до первинної обмотки трансформатора становить:

Rш =Rнп ∙Rш екв/( Rн п – Rш екв )=224 ∙ 12,04 /(224-12,04) =12,72 Ом

Вибираємо значення опору 13 Ом.

Діод, що забезпечує струм jmax, зворотню напругу Еk, вибираємо КД202Г (Iпр.max=3,5 А, Uзв.max=100 В).

Знаходимо тривалість викиду t0 = 3 ∙L /Rш екв=3 ∙0,000033/12,04 = 8,22 мкс.

Знайдене значення тривалості t0 менше тривалості половини періода частоти мережі живлення 0,01 с.

Вибираючи коефіцієнт насичення транзистора S=1,5, знаходимо необхідний струм бази Іб і значення обмежуючого резистора Rобм в цьому ланцюзі, задаючись значенням вхідної напруги керування ключем Uвх=10 В.

Іб= S ∙Іб нас = 1,5∙0,00412= 6,18 мА.

R обм = (Uвх – Uбен ) /Іб = (10 – 0,9) /0,00618= 1,472 кОм.

Вибираємо стандартне значення з номінального ряду Rобм = 1,5 кОм. Паразитна ємність та індуктивність для вказаних значень індуктивності становить

Cо = 0,03∙ 10-9 Ф, Lc=0,01∙L =0,000033∙0,01=0,33 мкГн

Для обчислення фронту імпульсу знайдемо вихідний опір транзистора і постійну часу даної схеми :

Rекв=rk ∙ (1-)+re∙ (1+)

Rекв=730000 ∙ (1 - 0,9986) + 0,08∙ (1 + (0,9986∙730000 – 0,08) / (0,08 + 3 +1500)) = 1,06 кОм.

t=1/(2∙3,14∙20∙106)+30∙10-12∙416,66 +0,33∙10-6/1,06∙ 103=2∙10-8с

Звідси тривалість фронту імпульсу

tф=t∙ (1+b) ∙ ln(1+1/(S-1))=16,5 мкс.

еквівалентна потужність на транзисторі становить:

Рекв= Uke n ∙ (j max/2 +Ik нас.)/2 = 1,5 ∙ (3,03/2 + 0,06)/2=1,18 Вт

Обчислена потужність не перевищує максимальну Рк max=8 Вт.

1.2.2 Розрахунок фазозсувного ланцюга

Для формування фазового зсуву 300 нульвого відліку кута регулювання  відносно переходу фази через 0 використовуємо фазозсувний ланцюг на основі R-C елементів (рис. 6) та нуль орган.

Розрахуємо амплітудночастотну і фазочастотну характеристики :

К(jw)=U2/U1=[I ∙ (1/jwc)]/[I ∙ (R+1/jwc)]

Позначивши wc=tц і домноживши на jwc,отримаємо:

К(jw)=1/(1+jwtц)

Звідси модуль коефіцієнта передачі:

К(w)=1/√1+(wtц) 2

Фазочастотна характеристика:

j( w )= -arctg(wtц)

З урахуванням коефіцієнта передачі:

U2= U1 /√1+(wtц) 2

Приймаючи значення опору R=330 кОм, знаходимо значення ємності:

С=tg30/2П∙ f∙R=tg300/2∙ 3.14∙ 50∙330 ∙103= 5,56 нФ

Приймаємо значення ємності рівним 5,6 нФ

Рис.6. Фазозсувний ланцюг

Визначимо максимальне значення вихідної напруги U2 max ланцюга, задавшись діючим значенням вхідної напруги U1=9В

U2 max= U1∙Ö2/√1+(wtц) 2

U2 max=9∙1,41/1,126=11,3В

1.2.3 Розробка нуль-органа

Для порівняння напруги, що поступає з фазозсувного R-С ланцюга з нульовим значенням напруги використовуємо спеціалізований компаратор на інтегральній мікросхемі К554СА3 (рис. 7). Вказана мікросхема живиться від двополярного джерела живлення ±15 В, має максимальний вхідний струм Івх = 0,1 мкА, вихідний - 200 мА. Максимальна вхідна напруга становить ±12 В, а вихідна ±15 В. Даний компаратор має вихід з відкритим колектором і незалежним емітером, що дає можливість, заземливши емітер, мати вихідний сигнал в межах від 0 до напруги живлення +15 В. Для цього колектор під'єднується через резистор до джерела живлення +15 В.

Рис.7. Нуль-орган

На вході компаратора для забезпечення високої надійності його роботи ставимо резистори по 4,7 кОм, які вирівнюють його вхідні струми, що особливо суттєво для більшості чутливих компонентів, маючих на незалежних входах ємнісні елементи. Для формування прямокутного активного сигналу додатньої полярності на виході при переході вхідної напруги з додатньої напівхвилі на від'ємну слід на спільний провід під'єднати прямий вхід мікросхеми. А в лінійці керування тиристором за додатньою напівхвилею (що переходить з від'ємної на додатню) слід під'єднати до спільного проводу інверсний вхід.

На провідниках джерела живлення ±15 В поставимо конденсатори невеликої ємності 47 нФ, що підвищують завадостійкість схеми. Такий підхід забезпечує розподілену фільтрацію високочастотних складових при живленні декількох каскадів схеми від одного джерела живлення.

1.2.4 Розрахунок генератора лінійно змінної напруги

Для формування лінійно змінної напруги використаємо генератор (ГЛЗН, рис.8), побудований на базі операційного підсилювача К140УД7 з такими характеристиками:

Е = ±15 В – напруга живлення;

Ки = 50×103 – коефіцієнт підсилення;

Uвх max = ±12 В – максимальна вхідна диференціальна напруга;

Страницы: 1, 2, 3