б) диоды Д112-16 третьего класса с параметрами: повторяющееся импульсное напряжение , предельный ток , пороговое напряжение , динамическое сопротивление , диапазон рабочих температур (-50…+150°С).
Мощность статических потерь в тиристоре:
Мощность статических потерь в диоде:
Мощность статических потерь в нулевом вентиле:
Требуемая площадь теплоотводящего радиатора для тиристора:
где - коэффициент теплоотдачи, зависящий от конструкции материала и степени чернения теплоотвода; для черненного ребристого алюминиевого теплоотвода .
- максимальная рабочая температура перехода, которая для надежности выбирается на 10…20°С меньше .
- тепловое сопротивление между корпусом и теплоотводом, в нашем случае выбираем . Для уменьшения теплового контактного сопротивления поверхности корпуса вентиля и радиатора в местах контакта смазываем теплопроводящей пастой КПТ-8.
Требуемая площадь радиатора для диода:
Требуемая площадь радиатора для нулевого вентиля:
Уточняем величины прямого падения напряжения на тиристоре и диоде:
Производим расчет сглаживающего фильтра. Коэффициент пульсаций по основной гармонике на входе фильтра максимален при , из графика на рис. 2.2 [1], находим .
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения на нагрузке (по основной гармонике):
Требуемый коэффициент сглаживания фильтра:
Определяем произведение LC, полагая, что коэффициент передачи постоянной составляющей фильтра :
,
- число пульсаций за период.
Определяем индуктивность дросселя из условия получения индуктивной реакции фильтра в заданном диапазоне изменения тока нагрузки:
Определим амплитуду пульсаций по первой гармонике:
Действующее значение:
С учетом полученного значения L, максимального тока нагрузки, амплитуды пульсаций, делаем вывод, что стандартных дросселей, удовлетворяющих таким параметрам не существует, поэтому производим расчет дросселя фильтра с помощью данных из [3].
Для обеспечения лучшего сглаживания, рассчитаем дроссель с индуктивностью 10 мГн.
Выбираем Ш-образный сердечник из стали 3411(Э310). В=1,3 Тл, плотность тока j=5А/мм2;
КО=0,35, КС=0,95.
Выбираем магнитопровод ШЛ40х80 (ScKc=30см2, So=40см2).
Определим количество витков:
Сечение провода:
.
Определяем немагнитный зазор:
Определим результирующую индуктивность:
Вычислим сопротивление дпосселя:
Расчетное значение емкости фильтра:
Рабочее напряжение конденсатора:
Выбираем конденсатор с органическим диэлектриком К73-17-400В-0,47 мкф с параметрами: пределы отклонения от номинального значения , допустимая амплитуда пульсаций на частоте 50 Гц и температуре 70°С составляет , в диапазоне частот от 50 Гц до 50 кГц допустимая амплитуда переменной составляющей рассчитывается по формуле:
Где K, n – коэффициенты, зависящие соответственно от частоты пульсаций и тампературы окружающей среды. При температуре 60°С согласно ТУ, n=0,9; при частоте пульсаций , коэффициент К=0,093.
Найдем полученный коэффициент пульсаций:
что удовлетворяет требованиям технического задания.
Уточняем минимальное, номинальное и максимальное напряжения фазы вторичной обмотки:
Действующее значение тока в фазе вторичной обмотки трансформатора в режиме максимальной токовой отдачи ().
При :
Расчетная мощность вторичных обмоток трансформатора:
Расчетное значение тока первичной обмотки (без учета тока х.х. трансформатора):
- коэффициент трансформации.
Рассчитаем мощность первичных обмоток:
Типовая мощность трансформатора:
Расчет трансформатора производим по методике, описанной в [3], исходя из следующих начальных данных:
1.
2. Выбираем ленточный магнитопровод стали Э330 толщиной 0,15мм.
3. Из графиков на рис. 17 выбираем величины:
, В=1Тл, , по таблице 1.6, 1.7 определяем Км=0,41, Кс=0,9.
Из выражения (1.1) определяем:
Из 1.3 определяем граничные значения а, см:
4. По таблице выбираем магнитопровод ЕЛ 32х64, размеры которого:
a=32мм, h=64мм, c=64мм, b=40мм, H=128мм, L=224мм
Активная площадь сечения Qса=11.5см2, средняя длина магнитной линии lCT=44.8см, величина QcQo=262см4, активный объем Vса=715см3, масса магнитопровода Gст=5450г.
5. Из графиков на рис. 1.8, 1.9 определяем удельные потери , удельная намагничивающая мощность .
По формуле (1.4) определяем потери в стали:
6. Из выражений (1.5) – (1.7) определяем ток х.х. и его составляющие:
Определим ток первичной обмотки, полагая :
Из (1.9) определяем абсолютное значение тока х.х.:
7. Из (1.12) Определяем поперечные сечения проводов обмоток:
Из таблицы 2.1 выбираем провод марки ПЭВ-1:
, , , ;
, , , .
Действительная плотность тока в обмотках:
Средняя плотность токов в обмотках:
8. Из (1.13) определяем числа витков в обмотках:
9. Конструктивный расчет обмоток:
Из (1.15):
Из (1.16) число витков в каждом слое:
Из (1.17) определяем число рядов обмоток:
, .
Из (1.19) определяем радиальные размеры обмоток:
Радиальный размер двух обмоток из (1.20):
Из (1.21) свободный промежуток в окне магнитопровода:
10. Определяем потери в проводах обмоток:
11. Из (1.28) определяем КПД трансформатора:
11. Из (1.29) - (1.31) определяем :
Определим коэффициент мощности схемы при минимальном и максимальном углах регулирования:
2. Система управления выпрямителя
Система управления (СУ) выпрямителем предназначена для: а) формирования управляющих импульсов требуемой амплитуды и длительности; б) для жесткой синхронизации их с полупериодами фазных напряжений; в) для распределения управляющих импульсов по трем каналам в соответствии с числом фаз выпрямителя; г) для обеспечения плавного регулирования путем изменения угла управления .
Принципиальная схема системы управления, в которой реализован метод «вертикального» управления, приведена в приложении 1. В качестве базовых элементов для построения схемы использованы операционные усилители общего назначения.
Временные диаграммы, поясняющие работу канала формирования импульсов управления тиристора фазы А приведены на рисунке 7.
Рисунок 7.
Формирование импульсов управления тиристорами фазы В и С происходит аналогично, так как все три канала выполнены по идентичным схемам.
Синусоидальное напряжение фазы а (eac), снимаемое с дополнительной (синхронизирующей) обмотки силового трансформатора TV1, поступает на вход синхронизатора, собранного по схеме симметричного двустороннего ограничителя на диодах VD1, VD2. Из-за нелинейности вольтамперных характеристик диодов, на выходе синхронизатора формируется трапецеидальное напряжение с амплитудой , равной падению напряжения на открытом диоде и длительностью фронта .
Прямой ток через диоды ограничивается резистором R1. Выходное напряжение ограничителя синхронизирует работу генератора пилообразного напряжения (ГПН), собранного на операционном усилителе DA1. Запуск ГПН осуществляется в моменты перехода фазного синхронизирующего напряжения через ноль, благодаря чему импульсы управления фаз a, b, c сдвинуты между собой на угол . На выходе интегратора формируется пилообразное напряжение , период которого равен периоду сетевого напряжения, а амплитуда определяется постоянной интегрирования С1, R2.
Резистор R4 стабилизирует режим работы интегратора по постоянному току. С выхода ГПН пилообразное напряжение через разделительный конденсатор С2 поступает на инвертирующий вход компаратора DA2. На неинвертирующий вход подается напряжение управления, снимаемое с резистора R6. В моменты равенства указанных напряжений компаратор переключается из одного насыщенного состояния в противоположное, вследствие чего на его выходе формируется последовательность разнополярных импульсов с частотой питающей сети. Положительный импульс выходного напряжения компаратора через ограничивающий резистор R7 поступает в цепь базы транзистора VT1, выполняющего функцию выходного усилителя мощности. При отпирании транзистора в его коллекторной цепи протекает импульс управляющего тока амплитудой , под действием которого светодиод оптрона излучает световой импульс и переводит силовой тиристор фазы А во включенное состояние. Для ограничения амплитуды управляющего тока включается резистор R8. В интервале времени, когда выходное напряжение компаратора отрицательно, транзистор VT1 закрыт.
3. Расчет системы управления выпрямителем
Расчет проводим по методике, изложенной в [1].
Расчет синхронизатора и генератора пилообразного напряжения.
1. В качестве диодов двустороннего ограничителя выбираем универсальные диоды типа 1N914А с параметрами: допустимый ток ; допустимое обратное напряжение ; диапазон рабочих температур: 213К(-60°С)…393К(+120°С). Используемые диоды должны иметь малое дифференциальное сопротивление в открытом состоянии. Дальнейший расчет ограничителя проводим при следующих допущениях: а) диоды VD1, VD2 имеют идентичные параметры; б) дифференциальное сопротивление открытого диода равно нулю, т.е. напряжение на нем не зависит от прямого тока и равно пороговому напряжению диода; в) амплитуда синхронного напряжения значительно больше напряжения ограничения ; г) входные токи операционного усилителя и обратные токи диодов VD1, VD2 равны нулю.
2. Задаемся прямым током через диод ограничителя при минимальном напряжении сети , по статической характеристике для определяем прямое падение напряжения на диоде .
3. Определим длительность фронта выходного напряжения ограничителя. При , где - амплитуда синхронизирующего напряжения. Так как в реальных схемах , можно считать, что и , откуда . С учетом допущений, принятых в п.1, мгновенное значение напряжения на выходе ограничителя:
Страницы: 1, 2, 3
