Известно, что разрабатываемое ЭСППЗУ работает с I2C интерфейсом, то есть существуют двунаправленная шина данных SDA и, так называемая, тактовая шина SCL. Для I2C интерфейса напряжения низкого и высокого уровня стандартизированы международным стандартом ISO.
Тактовая частота определяет быстродействие ЭСППЗУ. Значение тактовой частоты ограничено технологией изготовления внутреннего генератора.
5. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ БЛОКОВ
5.1 Электрический расчет генератора высокого напряжения
Улучшенная схема умножителя напряжения была разработана для создания напряжения плюс 40 В, чтобы обеспечить возможность работы от стандартных источников питания напряжением плюс 5 В. Высокое напряжение генерируется внутри интегральной микросхемы. МС сделана по МНОП-технологии. При подобном решении эффективность умножения и возможность управления током не зависят от числа ступеней умножения. Для умножителя были разработаны математическая модель и эквивалентная схема, предсказывающие хорошее согласование характеристик с результатами измерений.
Умножитель непосредственно входит в состав энергонезависимой памяти, где занимает площадь 600х240 мкм. Тактовая частота составляет 1 МГц, а максимальный ток нагрузки 10 мкА . Выходное сопротивление равно 3,2 кОм.
Хотя МНОП-технология создания энергонезависимых схем памяти уже хорошо отработана, ее недостатком является требование относительно высоких потенциалов (30-40 В) для записи или стирания информации. Часто, именно необходимость генерировать такие напряжения препятствует использованию МНОП устройств, поскольку они являются неэкономичными, особенно, если используется несколько бит энергонезависимой памяти. Обойти это препятствие позволяет разработанный метод встроенной генерации, использующий новую схему умножителя напряжения и позволяющий МНОП схемам работать со стандартными источниками питания и интерфейсами. В принципе, напряжения, превышающие значения напряжения питания, может быть получено на ИМС с помощью диодного умножителя (рисунок 5.1).
- эффективное умножение будет иметь место лишь в случае, если величина межкаскадных емкостей значительно превышает значение паразитной емкости ;
- выходное сопротивление уменьшается при увеличении числа каскадов умножения.
Первоначально диодный умножитель использовался для генерации напряжений, превышающих те, которые могут быть получены с помощью электромагнитных трансформаторов. Это представляется возможным, поскольку независимо от числа каскадов умножения максимальное напряжение на любом межкаскадном конденсаторе может быть лишь равным входному управляющему напряжению. Однако, в таких случаях схема составляется из дискретных элементов, и для получения эффективного умножения и достаточной способности управления, межкаскадные емкости могут быть выбранными достаточно большими. Но поскольку величина встроенных конденсаторов ограничивается несколькими пикофарадами при значительных паразитных емкостях подложки, то подобный тип умножителей не пригоден.
Полный анализ диодного умножителя, дающий количественные значения паразитной емкости, достаточно сложен и не будет здесь приведен. Но из него следует, что на практике трудно получить напряжение, намного превышающие удвоенное напряжение питания независимо от числа каскадов умножения. Фактически, если числа каскадов умножения превышает критическое значение (обычно 3 ил 4), определенное как отношение и , выходное напряжение соответственно уменьшается из-за перепадов напряжения в диодной цепочке.
Чтобы обойти эти ограничения была разработана схема умножителя напряжения, показанная на рисунке 5.2. Она работает аналогично классическому умножителю. Тем не менее, узлы цепочки диодов соединены с выходами через конденсаторы параллельно, так что конденсаторы нагружаются (противостоят) полному напряжению, вырабатываемому цепочкой. Это не является проблемой при условии, что ограничения на такие процессы не очень суровые. Можно показать, что достоинствами этой схемы является то, что эффективное умножение может быть достигнуто при относительно высоких значениях емкости и что способность управления током не зависит от числа каскадов умножения.
Работа этой схемы иллюстрирует рисунок 5.3, на котором показаны типичные диаграммы напряжений N-каскадного умножителя. Как видно, два сигнала и с амплитудой находятся в противофазе и связаны попеременно через емкость с узлом цепочки диодов. Умножитель работает аналогично линии задержки, перекачивая заряд вдоль цепочки диодов, в то время как связывающие конденсаторы (межкаскадные) последовательно заряжаются и разряжаются во время каждой половины тактового цикла.
Как показано на рисунке 5.3 разность напряжений между N – и (N+1)-узлами в конце каждого цикла перекачивания дается:
(5.1)
где - амплитуда в каждом узле из-за емкостной связи от такта;
- напряжение прямого смещения диода;
- напряжение заряда и разряда конденсатора, когда умножитель питается выходным током.
Для емкости , связанной с тактом, и паразитной емкости , в каждом узле имеем:
(5.2)
Хотя общий заряд, переносимый каждым диодом за время одного такта есть (), ток, даваемый множителем на тактовой f будет
(5.3)
где -ток на выходе умножителя.
Заменяя и в (5.1), получим
(5.4)
и для N каскадов
. (5.5)
Преобразовывая (5.5) получим выражение для выходного напряжения :
(5.6)
Существует так же пульсирующее напряжение на выходе умножителя из-за нагрузочного сопротивления, разряжающего выходную емкость .Обычно выходная емкость достаточно велика, чтобы было мало по сравнению с выходным напряжением, так что
(5.7)
В практически используемом умножителе должна также быть гармоника из-за емкостей связи между тактами через диод.
При перекрывающихся тактах, тем не менее, тоже должен быть всплеск от другой фазы такта, когда изолирующий диод находится в проводящем состоянии. Величина всплеска от обеих фаз дается выражением
при (5.8)
где -емкость каждого диода, так что для не перекрывающихся тактовых сигналов (фаз)
(5.9)
и для перекрывающихся фаз
(5.10)
Из (5.6) следует, что умножение напряжения имеет место, если
(5.11)
Важно отметить, что это выражение не зависит от N, так что здесь в принципе нет ограничений на число каскадов в множителе такого типа. Более того, если последнее выражение удовлетворяется, способность управления током также не зависит от числа каскадов умножителя. Из (5.6) следует:
(5.12)
где и -соответственно эквивалентные напряжения и сопротивления умножителя напряжения,
(5.13)
(5.14)
Формула (5.12) приводит к простой эквивалентной схеме выхода умножителя, показанной на рисунке 5.4.
При развитии данной модели для умножителя напряжения далее необходимо предложить, что конденсаторы полностью разряжаются и заряжаются до напряжения отсечки . На практике это не является препятствием благодаря нелинейности ВАХ и внутреннего последовательного сопротивления диодов . Это приводит к остаточному напряжению в дополнение к , остающемуся на другом конце цепочки диодов.
В конце каждого цикла, вызывающему нелинейный рост последовательного сопротивления умножителя при увеличении тока нагрузки. Однако делая достаточно малым, чтобы
, (5.15)
увеличение из-за этого эффекта будет меньше 5%.
На рисунке (5.5) показана схема умножителя, используемая в ЭСППЗУ на МНОП триггере-защелке. Хотя здесь используется технология р-канальных МОП транзисторов с алюминиевым затвором, в которой нельзя получить изолированный диод, цепочка умножителя может быть сделана, используя, как показано, МОП транзисторов в диодном включении. В этом случае прямое напряжение диода заменяется пороговым напряжением транзистора в (5.6). Получаем:
(5.16)
Поскольку в схеме показанной на рисунке (5.5) и ,а также учитывая, что пороговое напряжение транзистор равно 0,6 В, мы получаем:
(5.17)
В схеме, показанной на рисунке 5.5, тактовые сигналы генерируются двухкаскадными МОП инверторами, управляемыми от генератора. Кроме того, выход ограничивается последовательно соединенными цепочкой МОП транзисторов и диодами с защитой. Это необходимо для обеспечения превышения выходного напряжения над номиналом, если напряжение питания случайно уменьшится ниже своего значения.
Межкаскадная и паразитная емкости отличаются на порядок и значение межкаскадной емкости ограничивается единицами пикофарад. При моделировании получили=3,03 пФ, а =0,28 пФ. Подставляя эти значения в (5.17) и учитывая, что =5,1 мА и напряжение питания 5 В, получили в первом каскаде напряжение 4,654 В. При увеличении числа каскадов до семи получили требуемое значение умножаемого напряжения (около 30 В).
На рисунках 5.6 и 5.7 показаны результаты моделирования умножителя с нагрузкой и без нее.
Рисунок 5.6-Результат моделирования напряжения с нагрузкой
Рисунок 5.7- Результат моделирования напряжения без нагрузки
В качестве нагрузки используется RC-цепь общим сопротивлением 10 МОм.
5.2 Обоснование выбора площади запоминающей ячейки. Расчет соотношения емкостей
Как известно, для запоминания информации в запоминающих устройствах используются специальные транзисторы. Массив, состоящий из таких транзисторов, называется накопителем. Накопители бывают различных объемов от нескольких бит до сотен килобит. ЭСППЗУ в телевизорах седьмого поколения обладает объемом накопителя в 16К, где К=1024 бита. 16К является достаточно большим объемом и с точки зрения технологии изготовления накопитель по занимаемой площади будет самым большим. Чтобы уменьшить размеры накопителя необходимо иметь как можно меньшую запоминающую ячейку. На сегодняшний день существует несколько вариантов запоминающей ячейки. Один из них представлен на рисунке 5.2.1 Но малой площади ячейки еще не достаточно. Для нормальной работы ячейки надо знать соотношение емкостей. Одна емкость между двумя слоями поликремния С1, другая – сумма емкостей С2: инжектора, подзатворного окисла, N+- стока, толстого окисла. От этого отношения зависит работа всей ячейки, то есть будет ли происходить стирание, запись, считывание информации.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10
